Разнесённый приём сигналов с каналом ОС.

Схема системы с каналом ОС представлена на рис. 2.4, где двухсторонняя связь между базовой станцией (БС) и ПО используется для передачи по каналу ОС “ПО – БС” как основной речевой информации, так и дополнительного управляющего сигнала на переключение антенн передатчика. Передатчик БС с помощью коммутатора соединяется с одной из двух антенн (двукратное разнесение).

Вхождение в связь: - на ПО анализируются по определенной программе все М=2 сигналов (ветвей) от БС до тех пор, пока не будет найден сигнал в ветви с уровнем выше некоторого порогового значения.

 

Рис. 2.4. Схема системы разнесённого приёма сигналов с каналом ОС.

 

Эта ветвь используется в качестве рабочего информационного канала. Этот факт сообщается по линии ОС «ПО-БС» и передатчик подключается к соответствующей антенне и остаётся в этом положении до тех пор, пока уровень рабочего сигнала не снизится ниже порога.

При снижении уровня сигнала ниже порога процесс сканирования и адаптации начинается вновь, т.е. реализуется экстремально-достаточный алгоритм адаптации системы связи.

Эффективность метода зависит от суммарной задержки момента переключения, которая равна сумме времени двустороннего распространения сигналов и времени задержки сигнала в канале управления. Если задержка слишком велика, то уровень сигнала, принимаемого на ПО, значительное время может оставаться ниже порога, прежде чем передатчик переключится и будет принят сигнал новой лучшей ветви. Это ожидаемое уменьшение среднего уровня в диапазоне УКВ при скорости объекта 100 км/ч составляет (1-2) дБ.

Подобные адаптивные системы с ОС используются в КВ диапазоне волн при реализации метода частотного разнесения. Такие системы называют частотно-адаптивными радиолиниями (ЧАР).

В ЧАР согласование с каналом связи при допустимой вероятности ошибки приема часто реализуется по экстремально-достаточному алгоритму путем изменения частоты, технической скорости, кода.

Однако для такого согласования с каналом связи необходима оценка уровней станционных помех и параметров канала (коэффициента передачи канала, времени многолучевого рассеяния). Оценку параметров канала реализуют по сигналам системы зондирования КВ канала, например, системы глобального зондирования стран НАТО [9], которая зондирует весь КВ диапазон непрерывным со скоростью 100 кГц/с маломощным сигналом ЛЧМ с синхронизацией начала зондирования по единому времени от системы GPS.

Оценку параметров канала производят по отдельным с шириной полосы 100 кГц сегментам принимаемого непрерывного сигнала ЛЧМ. С одним из таких алгоритмов оценки помех и параметров канала связи можно ознакомиться в работе [10], а с эффективностью некоторых алгоритмов адаптации КВ ЧАР с узкополосным и частотно-дискретным сигналами информационного канала - в работах [11,12].

 

Влияние корреляции сигналов при разнесении

 

Исследования показали, что разнесенный прием с различными методами комбинирования сигналов ветвей разнесения эффективен при коэффициенте взаимной ковариации замираний сигнала в ветвях менее 0.8-0.9.

Малый уровень корреляции не существенно влияет на ОСШ. Будем понимать под  модуль комплексной взаимной ковариации двух центрированных гауссовских сигналов квадратур, тогда  почти совпадает с нормированной ковариацией комплексных огибающих двух сигналов.

Ниже приведены выражения [8] для интегральной функции распределения вероятностей результирующего сигнала при АБГШ и комбинировании коррелированных сигналов М=2 ветвей с замираниями огибающей по закону Релея:

1. При автовыборе:

,     (2.26)

 

где.

 

При  получим из (2.26) функцию распределения

  ,                     (2.27)

Расчёты показывают, что при коэффициенте взаимной ковариации 0,8 выигрыш автовыбора составит 6,3 дБ в течение 98% времени.

 

2.При сложении, максимизирующем ОСШ, функция распределения для сдвоенного приема равна:

    (2.28)

 

При сложении с равными весами до детектора.

При коэффициенте ковариации огибающих сигнала приближенное выражение функции распределения результирующего сигнала (2.24) для сдвоенного приема равно

 

, (2.29)

где

 

 

Примеры реализации приемников разнесенного приема с когерентным сложением ветвей разнесения

Пример 1.

Квазикогерентноевесовоесложение разнесенных по частоте бинарных ОФМ сигналов может быть реализовано как на промежуточной частоте (ПЧ), так и на нулевой частоте. Схема приемника такого сложения (когератора) на ПЧ дана на рис.2.5.

 

 

Рис.2.5. Схема приемника квазикогерентного сложения бинарных ОФМ сигналов.

 

В трактах ветвей частотного разнесения реализуется основная фильтрация фильтрами Ф _к и нормирование по уровню ограничителем (ОГ) аддитивной смеси сигнала и помехи.

Выходной сигнал, например, первого перемножителя, представляет собой деманипулированный сигнал (несущую) на ПЧ (f₁₁-f₂) и помеху. Выходной сигнал УФ₁ с узкой полосой (5-10 Гц для КВ канала) и центральной частотой (f₁₁-f₂) является оценкой локального (мгновенного) ОСШ (сигнал /(сигнал+шум)). На втором перемножителе реализуется согласно этой оценке взвешивание сигнала первой ветви в суммарном выходном сигнале когератора на частоте f_{2 .} Взвешивание сигналов других ветвей разнесения реализуется аналогично на перемножителях соответствующих ветвей когератора. При этом эффективность взвешивания определяется соотношением ширины полосы фильтров Ф _к и УФ_к и параметрами канала связи.

В многолучевом канале когератор настраивается на луч с максимальным уровнем сигнала и подавляет сигналы лучей с меньшими уровнями сигналов по причине уменьшения уровня деманипулированных сигналов взвешивания для этих лучей.

При реализации когератора на нулевой частоте необходима квадратурная обработка сигналов. В этом случае схема каждой квадратуры (после ОГ) соответствует рис.2.5, а на выходе когератора сигналы с выхода сумматоров квадратур складываются.

 

 

Пример 2

Рассмотренные выше методы разнесенной передачи, приема предполагают канал с общими замираниями. Современные средства связи используют ШПС с полосой W, например, сигналы с прямым расширением спектра псевдослучайной последовательностью (ПСП). В этом случае при W>> Ω_{k ,} где Ω_k – полоса когерентного канала, получим модель канала с частотно-селективными замираниями в виде линии задержки с отводами. Соответствующая ей эквивалентная НЧ импульсная характеристика канала

,

где L =[ T_m /Δ t ₃ ]+1=[ T_m · W ]+1 – число ячеек ЛЗ с Δ t ₃ =1/ W;

Т_т – время интервала рассеяния лучей, Т_т<<Т _c;

C_k (t) – взвешивающий коэффициент k -го луча.

При независимых или с малым коэффициентом взаимной корреляции коэффициентах лучей на входе приемника имеем L образцов одного и того же переданного сигнала. Поэтому можно реализовать оптимальный разнесенный прием L -го порядка со сложением сигналов этих лучей (RAKE приемник[3]).

В этом случае для двоичных сигналов (ортогональных или противоположных) S_i (t), i =1,2 длительностью Т _c >>Т_т, входной сигнал приемника

,

где n (t) – комплексный АБГШ с нулевым средним.

Если положить, что веса C_k (t) известны, то оптимальный когерентный приемник состоит из двух согласованных с r ₁ (t) и r ₂ (t) СФ, за которыми следует стробирующее устройство и блок принятия решений.

Эквивалентный оптимальный приемник реализует взаимную корреляцию вместо СФ. В любом варианте исполнения когерентного приемника величины на входе решающей схемы имеют вид:

.

Схема RAKE-приемника, реализующая данный алгоритм для ортогональных двоичных сигналов, представлена на рис.2.6.

 

                                                                                        

 

 

                                                                                                  i

 

 

                                                             

 

Рис. 2.6. Cхема RAKE-приемника с оценкой весов отводов ЛЗ: а) для двоичных ортогональных сигналов; б) для противоположных сигналов.

 

Схема рис.2.6. а) не годится для противоположных сигналов, поскольку сумма двух выходов корреляторов приводит к взаимному погашению сигналов на входе ФНЧ. Для противоположных сигналов можно в схеме оценки весов C ^* _k (t) использовать один коррелятор, выход которого должен быть задержан на Т_с, чтобы на вход ФНЧ он поступал после принятия решения b_i =±1 о информационном символе, как это показано на рис. 2.6.б) Решение b_i позволяет восстановить информацию на выходе коррелятора до ее подачи на ФНЧ.

 

                               Задачи к разделу 2

1. Показать, что средняя вероятность ошибки поэлементного приема для двоичных ортогональных в усиленном смысле сигналов с активной паузой в канале с АБГШ и общими релеевскими замираниями амплитуды огибающей сигнала равна.

 

2. Показать, что средняя вероятность ошибки поэлементного приема для двоичных ортогональных в усиленном смысле сигналов с активной паузой в канале с АБГШ и общими релеевскими замираниями амплитуды огибающей сигнала равна, где т - параметр глубины замираний амплитуды по закону Накагами (П1). Построить графики зависимости Р_ош от отношения сигнал/шум при т = 0.5;1;2.

 

3. Показать, что вероятность ошибки некогерентного поэлементного приема для двоичных ортогональных в усиленном смысле сигналов с активной паузой в канале с АБГШ и экстремальном алгоритме выбора ветви из М независимых ветвей разнесения при релеевских замираниях огибающей в ветвях определяется выражением.

 

4. Доказать что, в условиях станционных узкополосных помех линейное сложение с равным весом значительно менее эффективно по отношению к когерентному весовому сложению по Бреннану.

 

5. Вероятность поражения канала связи станционной помехой P_СП=0,2. В присутствии помех приёма нет. При отсутствии помех вероятность поэлементного приёма p _чт = 0,005. Число элементов равно 100. Допускается 1% ошибок в телеграмме. Определить вероятность приёма телеграммы при однократной, двукратной и трёхкратной независимой передаче с разнесением по времени или частоте и автовыбором.

 

6. Сигнал с корабля принимается на М разнесённых в пространстве антенн. Считается, что замирания релеевские и независимые на разных антеннах. Телеграмма не может быть принята, если уровень сигнала ниже. Определить вероятность приёма телеграммы на 1, 2, 3 разнесённые антенны при автовыборе антенн.

 

7. Пятиэлементная двоичная кодовая комбинация источника сообщения передается двоичными ортогональными в усиленном смысле сигналами с активной паузой по каналу с АБГШ и общими замираниями огибающей сигнала по закону Накагами. Ошибки элементов в комбинации независимы. Найти ОСШ, обеспечивающее вероятность ошибки некогерентного приема комбинации 10^-2,:

- при одиночном приеме;

- при экстремальном алгоритме автовыбора из М=2,3 ветвей разнесения и т =0.5;1;2;

- при разнесенном приеме с когерентным сложением М=2,3 сигналов ветвей по Бреннану и т =0.5;1;2.