Преобразователи формы сигнала

 

Транзисторная схема триггера Шмитта. Триггер Шмитта (рис. 1311, а) является двухкаскадным усилителем с нелинейной ПОС. Когда на входе напряжение отсутствует, транзистор VT1 закрыт. На его коллекторе существует напряжение, которое откры­вает транзистор VT2. Эмиттерный ток транзистора VT2 создает падение -напряжения на сопротивлении R3, которое закрывает тран­зистор VT1. Если входное напряжение превысит напряжение в эмиттере, то транзистор VT1 откроется и перейдет в насыщение.

Рис. 13.11

 

В результате потенциалы базы и эмиттера транзистора VT2 будут равны. Транзистор VT2 закроется. На выходе установится напря­жение, равное напряжению питания.

При уменьшении входного напряжения транзистор VT1 вы­ходит из режима насыщения. Наступает лавинообразный процесс. Эмиттерный ток транзистора VT2, создающий закрывающее на­пряжение на резисторе R3, ускоряет закрывание транзистора VT1. В результате триггер возвращается в исходное состояние. Основ­ные характеристики схемы показаны на рис. 13.11, б.

Рис. 13.12

 

Триггер Шмитта на ОУ. Здесь (рис. 13.12, а) в качестве порого­вого элемента используется ОУ с ПОС. Связь зависит от сопро­тивлений резисторов. Для простоты расчета основных характери­стик схемы можно принять R1 равным 10 Ом. После того как бу­дут рассчитаны резисторы R2 и R3, можно все номиналы пропор­ционально умножить на коэффициент, который обеспечит подходящие сопротивления резисторов. Резисторы R2 и R3 рассчитываются по формулам

Однако сопротивления резисторов не должны превышать 1/10 вход­ного сопротивления ОУ. Эпюры входного и выходного напряже­ний приведены на рис. 13.12, б.

Рис. 13.13

 

Гистерезисная пороговая схема на ОУ. Для выбора параметров схемы (рис. 13.13) следует предположить, что входное сопротивле­ние усилителя значительно больше сопротивлений применяемых резисторов, а выходное сопротивление значительно меньше сопро­тивления нагрузки. При равенстве E₁=E₂ можно написать Ei=E₂= = R₂E_н/(R_l+R₂). Значение E₂ определяется как E₂=R_A/(R₃+R_t)Ea+ +R₃/(R₃+R₄)E_O. Приравнивая эти уравнения, получим E_В=

Нулевое напряжение смещения получается при условии R₁R₂/(R₁+R₂)=R₃R₄/(R₃+R₄). Напряже­ния, при которых схема переходит из одного состояния в другое, определяется из уравнений

С помощью этих выражений получим R₄=R₃(E_ol — E ₀₂)/(U₁ — U₂).

Гистерезисные схемы на усилителе К284УД1. На рис. 13.14 при­ведены четыре схемы на ОУ К284УД1, которые имеют передаточ­ные характеристики гистерезисного вида. Основные параметры ха­рактеристик можно рассчитать по следующим формулам.

Для схемы рис.

U_см — напряжение смещения микросхемы; E₀, E_max, E_min, U_см берутся с учетом знака.

 

Рис. 13.15

Рис. 13.16

 

Ограничитель с управляемыми порогами срабатывания. Усили­тель-ограничитель построен на трех ОУ (рис. 13.15) и создает вы­ходной сигнал, пропорциональный входному сигналу до тех пор, пока входной сигнал находится между уровнями ограничения. По­роги ограничения устанавливаются на входе ОУ DA2 и DA3. Когда выходной сигнал превышает эти уровни, открывается один из уси­лителей и через диод подается сигнал ООС на вход ОУ DA1. Коэф­фициент усиления ОУ DA1 резко уменьшается. Происходит ограни­чение входного сигнала. Уровни ограничения в интегральных ми­кросхемах могут меняться от нуля до максимально допустимого на­пряжения на входе ОУ.

Двухполярный ограничитель на интегральной микросхеме. В ог­раничителе (рис. 13.16) пороговыми элементами являются два тран­зистора. Уровни ограничения устанавливаются напряжением на ба­зах. Когда входной сигнал меньше 0,3 В (при уровнях ограниче­ния ±3 В), он полностью передается на выход ОУ с коэффициен­том усиления 10. При превышении входным сигналом этого значе­ния открывается транзистор и коэффициент усиления резко умень­шается. Положительная полярность входного сигнала ограничива­ется транзистором VT2, а транзистор VT1 ограничивает отрица­тельную полярность входного сигнала. Уровни ограничения можно менять в широких пределах: от нуля до максимального выходного сигнала интегральной микросхемы.

Односторонние ограничители. В ограничителях (рис. 13.17) цепь ООС состоит из нелинейных элементов. Для положительного вход­ного сигнала применяется схема рис. 13.17, а, а для отрицательного сигнала — рис. 13.17, б. Когда напряжение на выходе ОУ не пре­вышает напряжения пробоя стабилитрона, выходной сигнал линей­но зависит от входного сигнала с коэффициентом передачи R₂/R₁. Когда напряжение на выходе ОУ больше напряжения пробоя ста­билитрона, происходит ограничение. В этом случае коэффициент передачи ОУ резко падает до (r_д+r_с)/R₁, где r _Д, r_с — внутренние со­противления диода и стабилитрона. Порогом ограничения можно управлять с помощью напряжения Е. Это напряжение можно ме­нять в широких пределах, причем уровень ограничения может уве­личиваться, уменьшаться и даже менять знак. В приведенной схеме можно использовать ОУ различных типов.

Рис. 13.17

Рис. 13.18

 

Двухсторонний ограничитель. Схемы (рис. 13.18) имеют два порога ограничения. Один порог ограничения определяется напря­жением пробоя стабилитрона, а второй зависит от падения напря­жения на открытом стабилитроне. Прямое падение напряжения стабилитрона близко к значению 0,7 В. Если в схеме (рнс. 13.18, а) управляющее напряжение имеет положительную полярность, то уровень пробоя стабилитрона уменьшается. При отрицательной по=-лярности управляющего напряжения происходит смещение напря­жения пробоя стабилитрона в прямом направлении и тем самым повышается нижний уровень ограничения.

При всех значениях управляющего напряжения на входе появ­ляется постоянная составляющая, которая иногда может привести к нежелательным последствиям. Чтобы исключить влияние управля­ющего напряжения на вход, в схеме (рис. 13.18, б) применена токо­вая регулировка порогами ограничения. Напряжение на выходе ме­няется в зависимости от управляющего сигнала U_ВЫХ= (R₂/R₃)E. На инвертирующем входе напряжение остается равным нулю. Ме­няя полярность Е, можно устанавливать разные уровни ограниче­ния. В ограничителе можно применить различные ОУ.

Ограничитель с динамическим порогом. Операционный усили­тель, являющийся основным элементом ограничителя (рис. 13.19), имеет две цепи ООС: положительная полярность входного сигнала проходит через диод VD2 и резистор R3, а отрицательная поляр­ность — через VD1 и R2. На выходе включен интегрирующий фильтр с общей для обеих цепей емкостью, на которой выделяется разностная постоянная составляю­щая. Если входной сигнал сим­метричен относительно нулевого значения, то на конденсаторе при R4 — R5 будет нулевой потенциал. При возникновении асимметрии постоянная составляющая, выде­ленная на конденсаторе будет дей­ствовать на инвертирующем входе ОУ. Это напряжение будет по­рогом ограничения входного сиг­нала. Продолжительность дейст­вия порога ограничения зависит от времени разряда конденсатора через резисторы R4 и R5. Если параллельно резисторам R4 и R5 включить диоды, то можно разде­лить цепи разряда и заряда конденсатора.

Рис. 13.19 Рис. 13.20

 

«Гистерезисный» ограничитель. Для рассмотрения работы огра­ничителя (рис. 13.20) положим E = 0. На стабилитроне за счет ПОС устанавливается напряжение U_c. На неинвертирующем входе при­сутствует пороговое напряжение, равное U₀= (R₁/R₂) U_c. При пре­вышении входным сигналом напряжения U₀ ОУ переключается. На выходе появляется сигнал отрицательной полярности. Положитель­ная обратная связь отключается. В исходное состояние ОУ возвра­щается при нулевом входном сигнале.

Для напряжения U_C>E>0 ОУ переключается при напряжении на входе U₁ — E+(R₁/R₂)U₀. В исходное состояние ОУ возвращает­ся при входном сигнале, равном Е. Если E>U_C, то ОУ работает как ограничитель входного сигнала с порогом E. При замене стаби­литрона транзистором с регулируемым базовым напряжением мож­но получить ограничитель с меняющейся границей переключения.

Ограничитель на стабилитронах. Ограничитель низкочастотных сигналов состоит из ОУ, коэффициент усиления которого опреде­ляется отношением сопротивлений резисторов R₂/R₁, и двумя стаби­литронами, включенными навстречу друг другу (рис. 13.21, а). Этот ограничитель из-за большой емкости стабилитронов удовлетвори­тельно работает с сигналами, частоты которых меньше 5 кГц. Для ограничения сигналов, частоты которых лежат выше 100 кГц, луч­ше использовать схему на рис. 13.21, б. Здесь стабилитрон включен в диагональ моста и через него протекает ток. В этом режиме стабилитрон находится в области малого внутреннего сопротивле­ния и влияние его емкости значительно ослаблено. В результате на порядок увеличивается частотный диапазон ограничителя. Темпера­турный дрейф первого ограничителя равен 10 мВ/град, а второго — 1 мВ/град.

Рис. 13.21

Рис. 13.22 Рис. 13.23

 

Преобразователь синус-меандр. Формирователь (рис. 13.22) преобразует напряжение синусоидальной формы в импульсное. Ам­плитуда прямоугольного выходного сигнала прямо пропорциональ­на амплитуде гармонического сигнала. Входной сигнал (более 0,5 В) проходит через диод VD2 и заряжает конденсатор С1. Постоянное напряжение на этом конденсаторе служит напряжением питания для транзистора. Входной сигнал проходит в базовую цепь транзи­стора через резистор R2. С частотой входного сигнала переключа­ется транзистор. Для улучшения фронта прямоугольного импульса параллельно резистору R2 включен конденсатор. Максимальная ра­бочая частота формирователя равна 20 кГц.

Ограничитель гармонического сигнала. Устройство (рис. 13.23) преобразует гармонический сигнал в импульсный. Отрицательная полуволна гармонического сигнала через диод VD2 заряжает кон­денсатор. За это время открывается транзистор. Положительная полуволна закрывает транзистор. В результате постоянное напря­жение на конденсаторе преобразуется транзистором в переменное. Частота следования импульсов определяется частотой входного сиг­нала. Минимальный сигнал, с которого начинается преобразование, равен 200 мВ.

 

ПОРОГОВЫЕ УСТРОЙСТВА

 

Многопороговое устройство. Для формирования сдвину­тых во времени сигналов применяется устройство (рис. 13.24) с десятью пороговыми уровнями. Уровни открывания устанавлива­ются диодной цепочкой. Дискретность уровней равна 1 В. На вхо­де существует переменный сигнал. Форма сигнала должна быть на­растающей (синусоидальная, треугольной формы). С увеличением входного сигнала вначале открывается транзистором VT10, затем VT9 и т. д.

Устройство с малой петлей гистерезиса. В схеме сравнения двух напряжений (рис. 13.25) применяется запаздывающая ОС. Эта связь позволяет уменьшить гистерезис передаточной характеристики ре­лаксационной схемы. На входе устройства стоит дифференциаль­ный усилитель, выходной сигнал которого подается на формирователь, построенный на транзисторах с разными типами проводимости и охваченным ПОС через цепоч­ку R2C1. Кроме того, с коллекто­ра транзистора VT2 подается ООС через цепочку R3, С2. Отрицатель­ная обратная связь через время r=RiCz компенсирует действие ПОС. При полной конденсации получается безгистерезисное уст­ройство сравнения. Если ООС опе­режает действие ПОС, то в схеме возникают колебания. Для ука­занных на схеме номиналов эле­ментов устройство имеет время срабатывания 30 — 40 не, время от­пускания 80 — 100 не, диапазон сравниваемых напряжений от — 3 до +4,5 В, ширина гистерезисной петли менее 0,4 мВ. Порог срабатывания схемы можно регулировать резистором R1 в пределах от — 15 до +15 мВ. Стабильность уров­ня срабатывания не хуже 40 — 50 мкВ/град.

Рис. 13.24

 

Преобразователь гармонического сигнала в прямоугольный. Преобразование сигнала (рис. 13.26) осуществляется за счет насы­щения транзисторов. Положительная полуволна входного сигнала шунтируется диодои VD1. Отрицательная полуволна открывает транзистор VT1. Коллекторный ток этого транзистора открывает транзистор VT2. Отрицательное напряжение 5 В проходит через диоды VD2 и VD3 и подается на выход. Когда на входе будет по­ложительная полуволна, транзистор VT2 закрыт. Положительное напряжение на коллекторе откроет транзистор VT3. В эмиттерной цепи этого транзистора появляется положительное напряжение.

Рис. 13.25

 

Выходное сопротивление устройства для однополярного сигнала менее 500 Ом, а для двухполярного — 20 кОм; частота входного сигнала 1 кГц, амплитуда 5 В.

Ограничитель-дискриминатор. Устройство (рис. 13.27) имеет регулируемый порог ограничения. Входной сигнал с амплитудой 1 В может быть разделен на две составляющие. При установке на входе 10 напряжения 1 В на выход проходит сигнал положитель­ной полярности. Установкой на входе 10 напряжения — 1 В на вы­ходе формируется сигнал отрицательной полярности.

Рис. 13.26

Рис. 13.27

Рис. 13.28

Рис. 13.29

 

Разделитель сигна­лов. Устройство (рис. 13.28) позволяет разде­лить положительные и отрицательные полувол­ны сигнала при сохране­нии уровня постоянной составляющей. Отрица­тельная полярность вход­ного сигнала открывает транзистор VT1 и тем самым эта полуволна срезается на выходе. На­против, положительная полярность сигнала закрывает транзистор VT1, она проходит на выход схемы. Вторая половина схемы рабо­тает аналогичным образом и пропускает отрицательную полуволну. Чтобы избежать падения напряжения на резисторах R1 и R2, со­противление нагрузки должно иметь большое значение. Резистор R8 является коллектерной нагрузкой для обоих транзисторов. Гра­ничная частота определяется емкостью конденсаторов С1 и С2. Для указанных номиналов частота равняется 5 кГц.

Пороговое устройство. В пороговом устройстве (рис. 13.29) ис­пользуются элементы ИЛИ/ИЛИ — НЕ. Через резистор R2 в схему вводится ПОС, а резистор R1 развязывает источник сигнала от входа схемы. В зависимости от отношения сопротивлений резисто­ров R₁/R₂ схема обладает различной шириной тистерезисной петли. Кроме указанной микросхемы, в схеме могут применяться инте­гральные микросхемы серии К137 и К138.

Сравнивающее устройство. Сравнивающее yqTpoflcTBO (рис. 13.30) вырабатывает выходной сигнал, длительность которого равна дли­тельности превышения одного входного сигнала над другим. Диф­ференциальные усилители включены последовательно один за дру­гим и работают в режиме ограничения сигнала, рассогласования. Количество включенных последовательных усилителей определяет ширину зоны нечувствительности устройства.

Рис. 13.30

Рис 13.31

 

При изменении напряжения питания на ±10 % ширина зоны нечувствительности не более 1 мВ Дрейф порога срабатывания не более 15 мкВ/град в диапазоне температур 20 — 70°С Максималь­ная амплитуда входного сигнала ±2 В, диапазон рабочих частот О — 500 кГц Выходной сигнат более 4 В

Компараторы на микросхемах К133ЛАЗ. Компаратор (рис 13.31, а) построен на одном элементе 2И — НЕ интегральной микросхемы К133ЛАЗ Порог срабатывания микросхемы зависит от отрицательного напряжения на выводе 7 Схема одного элемен­та 2И — НЕ, входящего в К133ЛАЗ, и передаточная характеристи­ка схемы рис 13.31, с при различных пороговых напряжениях по­казана на рис 13.31, в При нулевом напряжении на входе компа­ратор переключается с уровня Е= — 1,25 В Напряжение срабаты­вания компаратора менее 100 мВ Время включения компаратора 40 не, а выключения — 60 не Поскольку в микросхеме имеются че­тыре логических элемента, то ток, протекающий через контакт 7, будет являться суммарным Для всех четырех логических элемен­тов уровень срабатывания одинаков

Компаратор на рис 13.31, б построен на четырех логических элементах Все элементы находятся в режиме, близком к линейно­му Это достигнуто введением резисторов R3 — R6 Передаточная характеристика элемента 2И — НЕ в зависимости от сопротивления на его входе показана на рис 1331, г Регулировкой входного со­противления можно управлять напряжением на выходе элемента.

Рис 13.32

Входной сигнал подается в точку, где напряжение равно нулю Этот уровень устанавливается резистором R2 Время включения и выключения компаратора определяется временем переключения одного элемента Один элемент имеет время задержки включения не более 18 не, а время задержки выключения не более 36 не Чув­ствительность схемы составляет 1 — 2 мВ

Компаратор на логических элементах. Компаратор напряжения построен на двух логических элементах микросхемы К133ЛАЗ На рис 1332, а изображена схема, в которой сравниваются два напря­жения На Вход 1 подается эталонное напряжение, а на Вход 2 — исследуемое Чувствительность схемы равна 5 мВ Если сигнал в точке соединения резисторов R1 — R3 меньше 3 мВ, то на выходе су­ществует постоян шй уровень 2 В При сигнале с напряжением 4 мВ формируется отрицатечьный импучьс (рис 1332, в), а сигнал с напряжением 5 мВ вызывает появление положительного им­пульса

Для управления порогом срабатывания компаратора (рис 1332, б) на вход 2 элемента DD1 подается напряжение Это напряжение определяет порог срабатывания схемы как для по­ложительных, так и лля отрицательных попярностей входного сиг­нала Двухполяоныи выходной сигнал формируется от гармониче­ского входного сигнала с амплитудой 4 мВ Точная настройка схе­мы позволяет увеличить чувствительность до 1 мВ Однако в этом случае выходной сигнал меняется от +2 до 0 В

Дифференциальная схема компаратора. Компаратор (рис 1333) построен по дифференциальной схеме Чувствительность схемы со­ставляет 1 мВ при времени переключения менее 50 не Высокое бы­стродействие и большая чувствительность схемы достигнуты за счет того, что все интегральные микросхемы находятся в режиме, близком к линейному, что обеспечивается правильным выбором со­противлении резисторов Порог срабатывания можно регулировать в пределах ±100 мВ при подаче напряжения на один из входов Кроме того, управлять порогом срабатывания можно и с помощью потенциометра R6 В этом случае пределы регулировки расширя­ются до 0,5 В Можно и дальше увеличивать порог срабатывания схемы, если уменьшать сопротив­ление резистора R2. Предельным уровнем является напряжение 1,4 В выводах 2, 4 (при дальней шем повышении напряжения чувствительность схемы резко падает). Интегральные микросхемы компараторов. Микросхемы К521СА1 и К521СА2 являются компараторами напряжения (рис. 13.34, а, б). Микросхема К521СА1 — сдвоенный компаратор. Стробирование по каждому каналу позволяет поочередно опрашивать оба компарато­ра. Амплитуда стробнрующего импульса 6 В. По электрическим па­раметрам компараторы подобны. Коэффициент усиления компара­торов меняется от температуры (рис. 13.34, в) Изменение входного тока от температуры показано на рис. 13.34, г. Быстродействие ком­параторов зависит от амплитуды входного сигнала. Эпюры сигналов включения и выключения компаратора показаны на рис. 13.34, д, е. Электрические схемы включения приведены на рис. 13.34, ж, з. Максимальная чувствительность компаратора дости­гается, когда напряжение на резисторе R2(R3) равно 100 мВ. Вы­сокий логический уровень на выходе соответствует напряжению 2,5 — 5 В, а низкий — напряжению 0,3 В

Рис 13.33 Рис. 13.34

 

Глава 14

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ

 

Преобразователи частоты осуществляют перенос спектра исследуемого сигнала из одной части частотного диапазона в дру­гую. Они применяются в приемных устройствах, в системах обра­ботки информации. Все преобразователи строятся на базе измене­ния во времени одного из элементов схемы. Такими элементами могут быть резисторы, конденсаторы, катушки индуктивности, транзисторы. Параметры элементов, как правило, изменяются от приложенного напряжения. Управляющим напряжением является сигнал гетеродина.

Наиболее перспективными преобразователями являются балансные. Эти преобразователи при тщательной настройке осу­ществляют подавление на выходе сигнала гетеродина более чем на 80 дБ. Их выполняют как на биполярных, так и на полевых тран­зисторах. Использование в преобразователях полевых транзисторов с квадратичной характеристикой позволяет осуществить перемно­жение входного и гетеродинного сигналов с очень малым уровнем перекрестных искажений, зависящим в основном от паразитных межэлектродных емкостей.

К преобразователям частоты следует отнести также схемы, осу­ществляющие умножение и деление частоты гармонического сигна­ла. Применение умножителей частоты приводит, например, к увели­чению точности фазометрических систем. С увеличением частоты увеличивается девиация фазы входного сигнала. Для этих целей по­вышение частоты сигнала с помощью метода гетеродинирования встречает большие трудности. В этом случае сказывается влияние нестабильности фазы гетеродинного сигнала. Умножение частоты осуществляется с помощью элементов, которые могут формировать передаточную характеристику волнообразного типа, в частности, ха­рактеристику, описываемую полиномами Чебышева 1-го рода. Од­нако синтез таких характеристик встречает серьезные трудности. Существует несколько способов, которые значительно проще реали­зации аппроксимирующего полинома, но они дают увеличение ча­стоты только в 2 раза. Так, для х = sinwt образуется сигнал х² = sin²wt, при дифференцировании которого получаем d(x²)/dt = = w sin²wt. В процессе такого умножения частоты не участвуют ре­зонансные системы и устройство может быть широкополосным. Эти устройства могут работать с сигналами переменной частоты.

Деление частоты гармонического сигнала можно осуществить двумя способами: с опорным сигналом и без него. В регенератив­ных делителях частоты входной сигнал через цепь ОС взаимодей­ствует с гармоникой, которая образуется при нелинейном преобра­зовании входного сигнала. Такие делители являются широкополос­ными. Они позволяют получить коэффициент деления более 5, при­чем можно получить и дробный коэффициент деления. При значи­тельном увеличении коэффициента деления существенно искажает­ся форма выходного сигнала. С применением гетеродинного сигна­ла в делителях частоты значительно упрощаются схемы. При этом не обязательно осуществлять умножение входного и гетеродинного

Сигналов. Сложение входного и гетеродинного сигналов с последу­ющим детектированием образует сигнал с разностной частотой.

Способ включения ОУ, который применяется в схеме, можно найти в гл. 1.