Расчёт энергетических показателей системы преобразователь напряжения – АД

3.1 Обзор видов и схем преобразователей напряжения

При использовании вентильных преобразователей управление электроприводом осуществляется путём изменения продолжительности проводящего и непроводящего состояния полупроводниковых элементов (тиристоров, симисторов, транзисторов), включенных в цепи асинхронного двигателя (статорные, роторные), то есть полупроводниковые преобразователи являются дискретными устройствами, осуществляющими импульсное воздействие на асинхронный двигатель. Частоту коммутации вентильных элементов f_k целесообразно сравнить с частотой переменного напряжения f_u. В схемах преобразователей для параметрического управления статорными и роторными цепями применяются различные полупроводниковые элементы (с полной и неполной управляемостью), способы управления. Управляемые вентили включаются в цепи как переменного, так и постоянного тока. В первом случае может быть использован отдельный прибор для коммутации каждой из полуволн переменного напряжения (например, тиристор) или один прибор для коммутации обеих полуволн переменного напряжения (например, симистор). Во втором случае коммутирующий элемент включается на выходе трёхфазного мостового выпрямителя.

Используя совокупность указанных признаков, полупроводниковые преобразователи можно укрупнено разделить на следующие классы.

1. Преобразователи на основе вентильных элементов с неполной управляемостью (тиристор или симистор), включаемых в цепи переменного тока и работающих в режиме естественной коммутации. Частота коммутации вентилей жестко завязана с частотой сети. Так, при коммутации каждой полуволны отдельным элементом f_k = f_u, при использовании одного полупроводникового прибора для коммутации обеих волн f_k = 2·f_u. Управление двигателем осуществляется за счёт изменения угла управления вентилей α, отсчитываемого от нулевого значения соответствующего фазного напряжения.

2. Преобразователи на основе полностью управляемых вентильных элементов (тиристоров с искусственной коммутацией или силовых транзисторов). Этот тип преобразователей можно назвать системами импульсного управления. На практике применяют, как правило, системы с широтно-импульсной модуляцией, когда при неизменном периоде коммутации полностью управляемого ключа воздействие на электропривод осуществляется за счёт изменения времени проводящего состояния ключа. Тогда параметром регулирования является относительное время проводимости ключа γ

,

где   – время проводящего состояния полупроводникового ключа, с.

С появлением силовых транзисторов возникли возможности для создания систем импульсного управления в цепях переменного тока /5/. Принципиально соотношение частоты f_k и f_u (2·f_k и f_u) может быть любым при использовании широтно-импульсных преобразователей (ШИП), однако нередко относят к этому классу системы, удовлетворяющие условию: .

На рис. 3.1 приведены схемы для фазового управления статорными цепями, в этом случае величина f_u остаётся неизменной в процессе работы преобразователя и равна частоте сети f₁.

 

 

 

Рисунок 3.1 – Схемы для фазового управления статорными цепями

 

Схемы на рис. 3.1 различаются числом коммутирующих фаз статора при управлении двигателем и структурой однофазного коммутирующего элемента. В ряде схем используется два тиристора, соединенных встречно-параллельно и включённых в три (схема 3ТТ, рис. 3.1а), две (схема 2ТТ, рис. 3.1в) или одну (схема 1ТТ, рис. 3.1г) фазу статорных обмоток. Следует отметить, что вместо структуры ТТ можно использовать один симистор. В схеме рис. 3.1б применён тиристорно-диодный коммутирующий элемент, включённый во все три фазы статора (схема 3ДТ).

Приведённые ниже выражения для расчёта относятся к схеме 3ТТ.

Важным свойствам управляемых электроприводов является возможность создания при неподвижном двигателе момента разного знака, что обеспечивает разное направление вращения двигателя и как, следствие, режимы реверса и торможения противовключением. Для решения указанной задачи, требующей изменения порядка чередования фаз подключаемого к двигателю напряжения, исходные структуры полупроводниковых преобразователей необходимо дополнять специальными коммутирующими аппаратами. Это могут быть контакторные реверсоры. Однако при возрастающих требованиях по быстродействию электропривода, интенсивности и надёжности работы целесообразно обеспечивать изменение направления вращения с помощью бесконтактных коммутирующих устройств.

При использовании преобразователей, выполненных по схемам рис. 3.1а, 3.1в, это задача может быть решена наиболее просто, так как указанные преобразователи входят в составную структуру бесконтактного полупроводникового реверсора. Варианты схемы реверсивных полупроводниковых электроприводов с параметрическим управлением показаны на рис.3.2.

 

 

 

Рисунок 3.2 – Реверсивные асинхронные электроприводы с параметрическим управлением: а – система фазового управления в статоре, б – система импульсного управления в цепях переменного тока статора

 

Помимо торможения противовключением важно иметь в управляемом электроприводе режим динамического торможения. Как правило, протекание постоянного тока в режиме динамического торможения обеспечивается за счёт напряжения сети, (исключение составляют не рассматриваемые здесь режимы динамического торможения с самовозбуждением, применяемые для двигателей с фазным ротором, когда для питания статорных обмоток в тормозном режиме используется напряжение роторных цепей). Исследования показали /6/, что при применении большинства схем полупроводниковых преобразователей, предназначенных для управления в статорных цепях, появляются совершенно новые качественные возможности для реализации режимов динамического торможения. Используя выпрямительные и регулировочные свойства вентильных элементов, можно получить большое число разнообразных схем, обеспечивающих протекание выпрямленного тока по нескольким обмоткам статора. Причём режим динамического торможения реализуется с использованием вентилей исходной структуры преобразователя или с применением дополнительных элементов. Очевидно, первый вариант предпочтительнее и наиболее просто осуществляется в реверсивных полупроводниковых преобразователях (рис. 3.2). Основные схемы питания обмоток статора выпрямленным током в режиме динамического торможения приведены на рис. 3.3.

 

 

 

Рисунок 3.3 – Схемы динамического торможения асинхронного двигателя

 

 

3.2 Потери активной энергии в установившемся режиме

Потери в меди и стали асинхронной машины могут быть определены, если известны ее параметры, напряжения, приложенные к обмоткам двигателя, и обусловленные ими токи. Однако для облегчения расчетов и проведения сравнительного анализа целесообразно располагать формулами для составляющих потерь в функции "выходных" параметров электропривода: момента и скольжения (скорости) и выразить текущие потери в относительных единицах, приняв в качестве базовых величин номинальные значения соответствующих составляющих потерь.

 

 

Рисунок 3.4 – Тахограмма и нагрузочная диаграмма системы ПН –АД

 

3.2.1 Потери энергии при пуске привода в системе ПН-АД на примере тележки мостового крана

Данные привода:

коэффициент полезного действия преобразователя, % 80;

начальная скорость, с^-1 0;

конечная скорость, с^-1 98;

статический момент нагрузки, Н · м 133;

продолжительность пуска, с 1.1;

 

Добавочное сопротивление роторной цепи, Ом 0.

Определим номинальный момент двигателя

М_Н = (13000)/(104,7·(1 – 0,064)) = 133 Н·м.

Определим значение номинального тока статора

I _{1 H} = 13000/(3·220·0,81·0,835) = 29 А.

Ток холостого хода равен

I _М = 220/(0,363² + (16,62 + 0,635)²)^1/2 = 13,2 А.

Конструктивный коэффициент С (4.6)

С = (13,2/29)² = 0,2

Коэффициент принимаем В = 0,96.

Мощность потерь в стали статора в номинальном режиме согласно /3/ равна

Δр_С1Н = 0,05·13000 = 650 Вт.

Мощность потерь в меди статора в номинальном режиме равна

Δр_М1Н = 3·2²·0,363 = 916 Вт.

Мощность потерь в меди ротора в номинальном режиме

Δр_М2Н = 133·104,7·0,064 = 0,891 Вт.

Средний пусковой момент двигателя в процессе пуска равен

М_ср,д = 1·98/1,1 + 133 = 222 Н·м.

Начальное скольжение S _нач = 1.

Конечное скольжение

S _кон = 1 - 98/104,7 = 0,064.

Энергия потерь в обмотках статора

Энергия потерь в стали статора

Потери в меди ротора равны

Работа, совершаемая приводом при пуске

А = 133·98/2·1,1 = 7170 Дж.

Энергия, потребляемая из сети

W _а = (12400 + 15000 + 613 + 7170)/0,8 = 44000 Дж.

Коэффициент полезного действия

η = 7170/44000·100 = 16,3 %.

Коэффициент сдвига равен

К_С = (0,2 + (0,81 – 0,6)·(222/133)^1/2 ·0,6 = 0,283.

Средняя активная мощность, потребляемая из сети

Р_1,ср = 44000/1,1 = 40000 Вт.

Средняя реактивная мощность

Q _1,ср = 40000·(1/0,283² – 1)^1/2 = 136000 B·Ap.

3.2.2 Потери энергии в установившемся режиме

Данные привода:

коэффициент полезного действия преобразователя, % 80;

установившаяся скорость, с^-1 98;

статический момент нагрузки, Н · м 133;

продолжительность режима, с 10;

добавочное сопротивление роторной цепи, Ом 0.

 

Энергия потерь в обмотках

 

Работа, совершаемая приводом в установившемся режиме равна

А = 133·98·10 = 130000 Дж.

Энергия, потребляемая из сети

W _а = (26700 + 130000)/0,8 = 197000 Дж.

Коэффициент сдвига равен

К_С = (0,2 + (0,81 – 0,6)·(133/133)^1/2·(0,6 + 0,8) = 0,588.

Активная средняя мощность, потребляемая из сети

Р_1,ср = 197000/10 = 19700 Вт.

Средняя реактивная мощность

Q _1,ср = 19700·(1/0,588² – 1)^1/2= 27500 B·Ap.

Коэффициент полезного действия равен

η = 13000/19700·100 % = 66,5 %.