Основные элементы трактов СВЧ

 

2.1.Возбуждение электромагнитных волн в линиях передачи

Для возбуждения волн в линиях передачи используют спе­циальные элементы, называемые возбуждающими устройствами, а для вывода энергии из линии применяют устройства связи с внешними нагрузками. Отметим, что в качестве возбуждающих устройств и устройств связи с внешними нагрузками в технике СВЧ используют одни и те же элементы.

На практике для ввода или вывода энергии из волновода используют достаточно малые элементы, содержащие или электрический или магнитный в виде малой рамки вибратор. Обычно такие вибраторы конструктивно объединяются с коаксиальной линией, используемой или для подвода энергии к вибратору, или для отвода энергии, принимаемой вибратором. В тех случаях, когда две линии передачи имеют общую металлическую стенку, передать часть мощности из одной линии в другую можно с помощью отверстия, прорезанного в общей стенке.

Электрический вибратор будет принимать энергию электромагнитного поля из волновода и передавать ее в коаксиальную линию, если электромагнитная волна, распространяющаяся в волноводе, будет вызывать в нем ток. Для получения наибольшего тока вибратор следует поместить в пучность электрического поля волны в волноводе параллельно линиям вектора Е. Аналогично наибольшая связь рамки с полем волны в волноводе будет в случае наведения в ней полем волны максимальной ЭДС. Для этого рамку помещают в пучность магнитного поля волны в волноводе так, чтобы ее плоскость была перпендикулярна вектору магнитной индукции В.

Очевидно, при возбуждении волн в линии следует помещать электрический вибратор с током в пучность электрического поля параллельно линиям вектора Е возбуждаемой волны, а рамку с током - в пучность магнитного поля, располагая ее плоскость перпендикулярно вектору В.

Возбуждение с помощью электрического вибратора. Конструкция устройства для возбуждения волны Н₁₀ в прямоугольном волноводе показана на рисунке 49, где внешний проводник коаксиальной линии соединен со стенкой волновода. Пусть по коаксиальной линии распространяется ТЕМ-волна, переносящая энергию сигнала от генератора. Эта волна вызывает ток в электрическом вибраторе, вследствие чего в волноводе возбуждается электромагнитное поле. Примерная структура электрических силовых линий поля вблизи вибратора показана на рисунке 49. Возбуждаемое в волноводе поле можно представить в виде суперпозиции волн типов Е и Н. При расположении вибратора в середине широкой стенки в волноводе будут возбуждаться только те волны, у которых в середине поперечного сечения при х= а /2 находится пучность электрического поля, т.е. волны Н₁₀,H₃₀, Н₁₁, Е₁₁ и т.д.. и не будут возбуждаться волны с четным первым индексом (H₂₀, H₄₁, E₂₁, и т.д.). Если выбрать поперечные размеры волновода из условия одноволнового режима работы, то по волноводу сможет распространяться только волна H₁₀, поля всех остальных волн будут реактивными: они сосредоточены вблизи вибратора и на некотором расстоянии от него пренебрежимо малы. Поэтому вибратор возбуждает в волноводе две волны Н₁₀, бегущие в разные стороны, причем на одинаковом расстоянии от вибратора амплитуды и фазы векторов Е этих волн будут одинаковыми. Чтобы вся энергия, поступающая в волновод, направлялась в одну сторону, на некотором расстоянии l от вибратора осуществляют режим короткого замыкания (рисунке 49). При этом в волноводе справа от вибратора будут распространяться две волны H₁₀ с одинаковыми амплитудами векторов Е, а сдвиг по фазе этих векторов зависит от величины l. Величину l подбирают так, чтобы сдвиг по фазе векторов Е волн в любом сечении, правее вибратора, был кратен 2π.. Поэтому l =(2n-1)λ/4. Обычно выбирают n=1, для которого l = l _min=λ/4. Наличие зазора между вибратором и широкой стенкой волновода, где концентрируется электрическое поле, снижает электрическую прочность возбудителя. Поэтому, как правило, длину вибратора делают равной высоте волновода. Отметим, что место соединения коаксиальной линии с волноводом представляет собой неоднородность и приводит к появлению отраженной волны в коаксиальной линии. Для компенсации этой отраженной волны расстояние l делают несколько отличающимся от λ/4.

 

Рисунок 49 – Возбуждение с помощью электрического вибратора

 

Увеличение диаметра вибратора позволяет уменьшить частотную зависимость активной составляющей входного сопротивления в месте соединения коаксиальной линии с волноводом и снизить величину его реактивной составляющей. Это способствует широкополосному согласованию возбудителя с коаксиальной линией. Наибольшую электрическую прочность и наибольшую полосу согласования удается получить при использовании возбудителя пуговичного типа (рисунок 50), где для расширения полосы согласования применен изменяющийся диаметр вибратора и дополнительный согласующий элемент - индуктивная диафрагма.

В тех случаях, когда в качестве рабочего типа волны в волноводе применяется один из высших типов волн, для подавления более низших типов волн в таком волноводе используют специальные устройства - так называемые фильтры типов волн. Обычно для подавления нежелательного типа волны в плоскости поперечного сечения волновода размещают один или несколько тонких металлических проводников, параллельных линиям электрического поля подавляемой волны (рисунок 50).

Рисунок 50 – Использование возбудителя пуговичного типа

 

 

Энергия, переносимая по волноводу нежелательной волной, отражается от проводников обратно. Как правило, подобные фильтры включают в конструкцию возбуждающего устройства

Рисунок 51 – Подавление более низших типов волн

 

На рисунке 51 показана конструкция возбуждения волны H_l1, волны Е₀₁ в круглом волноводе. В конструкции рис.29.4 перпендикулярно оси волновода на расстоянии l =λ/4 (λ -длина волны Н₁₁ в круглом волноводе) от вибратора устанавливается металлическая пластина.

 

 

Рис.29.4. Конструкция возбуждения волны H_l1

Рис.29.5. Конструкция возбуждения волны Е₀₁

Возбуждение с помощью малой рамки. Одна из возможных схем возбуждения волны Н₁₀ в прямоугольном волноводе показана на рис.29.6. Малая рамка, радиус которой много меньше длины волны, вводится в середине широкой стенки так, что ее плоскость параллельна узким стенкам волновода. При распространении ТЕМ-волны по коаксиальной линии в рамке протекает ток. Примерная картина магнитных силовых линий, возникающих при этом в волноводе, показана на рис.29.6.

 

Рис.29.6.Возбуждение с помощью малой рамки

 

Если выбрать поперечные размеры волновода из условия одноволнового режима работы, то рамка будет создавать в волноводе две волны Н₁₀, бегущие в разные стороны. При этом на одинаковом расстоянии от рамки векторы Н этих волн будут иметь одинаковые амплитуды и фазы, а векторы Е будут иметь одинаковые амплитуды, а их фазы будут отличаться на π. Чтобы энергия, поступающая в волновод, направлялась в одну сторону, в волноводе на расстоянии l =nλ/2 (n=1,2,3,...) от рамки устанавливают перпендикулярно его оси металлическую пластину. Обычно выбирают l = l _min=λ/2. На рис.29.7 показана еще одна схема возбуждения волны Н₁₀ - рамка вводится через узкую стенку, а ее плоскость совпадает с плоскостью поперечного сечения. Там же показана примерная картина силовых линий магнитного поля, возникающего вблизи рамки при протекании по ней электрического тока. В этом случае векторы Е волн Н₁₀, распространяющихся в разные стороны от рамки, на одинаковом расстоянии от нее будут иметь равные амплитуды и фазы. Поэтому обычно величина l выбирается равной l _min=λ/4.

Рис.29.7.Схема возбуждения волны Н₁₀

Возбуждение с помощью отверстия связи. При конструировании ряда волноводных устройств для обеспечения связи между двумя волноводами используют малые (диаметр значительно меньше длины волны) отверстия в их общей стенке. Такие отверстия незначительно нарушают структуру поля распространяющейся по волноводу волны. В первом приближении можно считать, что через малое отверстие в стенке волновода ответвляется нормальная к плоскости отверстия составляющая электрического поля и касательная магнитного поля, существующих в волноводе.

Рис.29.8. Возбуждение с помощью отверстия связи

 

На рис.29.8 показана связь двух прямоугольных волноводов, работающих в одноволновом режиме, через отверстие в общей узкой стенке, вблизи которой существует лишь продольная составляющая магнитного поля волны Н₁₀. Сопоставление рис.29.7 и рис.29.8 показывает весьма значительное сходство между структурами ответвляющегося магнитного поля и магнитного поля, создаваемого рамкой. Поэтому возбуждение через отверстие (см. рис.29.8) эквивалентно возбуждению с помощью рамки (см. рис.29.7). В общем случае, когда через отверстие ответвляются как электрические, так и магнитные силовые линии (например, отверстие прорезано в общей широкой стенке волноводов), возбуждение через отверстие эквивалентно одновременному возбуждению электрическим излучателем и рамкой.

 

2.2 Трансформаторы типов волн

 

В трактах СВЧ могут использоваться отрезки линий передачи разного типа. Поэтому весьма распространенными узлами трактов являются трансформаторы типов волн, иногда называемые переходами с одной линии передачи на другую. Такие устройства, располагающиеся между соединяемыми линиями разных типов или между линиями одного типа, имеющими разные размеры поперечного сечения, должны эффективно преобразовывать волну одного типа в волну другого типа или волну одного типа в волну того же типа, но с другими параметрами. Эти устройства должны обеспечить допустимое согласование с подключаемыми линиями в требуемой полосе частот, высокий КПД и необходимую электрическую прочность. Иногда такие устройства называют коаксиально-волноводными переходами.

Если прямоугольный и круглый волновод работают в одноволновом режиме на низшем типе волны, то для перехода от одного волновода к другому чаще всего используют плавный переход с постепенной деформацией формы поперечного сечения от прямоугольной к круглой (см. рис.29.9). При длине такого перехода l > λ, волны высшего типа практически не возбуждаются и волна Н₁₀ плавно трансформируется в волну Н₁₁ . При этом полоса согласования перехода получается весьма широкой.

 

Рис.29.9. Плавный переход с постепенной деформацией формы поперечного сечения от прямоугольной к круглой

 

Переходы между коаксиальной линией и полосковыми линиями (СПЛ или МПЛ), работающими на низшем типе волны, как правило, строятся по схемам, изображенным на рис.29.10 и 29.11 и называемым соосной (см. рис.29.10) или перпендикулярной (см. рис.29.11).

Рис.29.10. Переходы между коаксиальной и полосковыми линиями

Волновые сопротивления сочленяемых линий делают одинаковыми. Внутренний диаметр внешнего проводника коаксиальной линии обычно выбирают равным b при переходе на СПЛ (рис.29.10) или 2h при переходе на МПЛ (рис.29.11). Для расширения полосы согласования соосной конструкции (рис.29.10) используют плавный переход от внутреннего проводника коаксиальной линии к полоске СПЛ. Согласование перпендикулярной конструкции (рис.29.11) обеспечивается подбором металлического стержня 2R₁, вводимого в МПЛ, диаметра отверстия D в экране МПЛ, а также подбором длины согласующего шлейфа l _шл разомкнутого на конце

Рис.29.11. Переход между коаксиальной и микрополосковой линиями

 

29.3. Аттенюаторы

 

В процессе настройки и измерения параметров различных устройств возникает необходимость в регулировке уровня мощности, передаваемой по тракту, либо в развязывающих устройствах, ослабляющих реакцию нагрузки на генератор. Устройства, выполняющие подобные функции, называют аттенюаторами (ослабителями). Такие устройства, имеющие, как правило, два плеча, характеризуются вносимым затуханием N_зат=10lg(P_вх/P_вых), где Р_вх и P_вых- мощности на входе и выходе аттенюатора соответственно. В регулируемых аттенюаторах N_зат может меняться плавно или принимать ряд дискретных значений (плавные или дискретные аттенюаторы). При конструировании реальных аттенюаторов обычно требуют, чтобы затухание N_зат в рабочей полосе частот оставалось постоянным, обеспечивалось требуемое согласование аттенюатора с подводящими линиями передачи, а фазовый сдвиг φ, получаемый волной при прохождении через аттенюатор, был пропорционален частоте.

В волноводных трактах обычно используют два типа аттенюаторов: поглощающиеи предельные. В поглощающих часть входной мощности рассеивается внутри аттенюатора, а оставшаяся часть поступает на его выход. На рис.13.18 схематично показана одна из возможных конструкций поглощающего аттенюатора. Она состоит из отрезка прямоугольного

Рис.29.12.Поглощающий аттенюатор

 

волновода, работающего в одноволновом режиме, в который помещается параллельно линиям электрического поля тонкая диэлектрическая пластина, покрытая слоем поглощающего материала (графит, слой металла, толщина которого меньше глубины проникновения, и т.д.). Для уменьшения отражений концы пластины заостряют. Под влиянием электрического поля в поглощающем слое возникает ток проводимости, что вызывает увеличение затухания распространяющейся волны. Поскольку амплитуда вектора Е волны Н₁₀ изменяется вдоль широкой стенки, то, перемещая пластину в этом направлении, можно в широких пределах изменять величину вносимого затухания N_зат. Максимальное вносимое затухание получается при расположении пластины в центре широкой стенки, а минимальное - вблизи узкой. При фиксированном положении пластины величина N_зат от длины пластины, параметров диэлектрика и свойств поглощающего материала. К недостаткам таких аттенюаторов можно отнести: зависимость N_зат от частоты; изменение фазового сдвига φ, получаемого волной при распространении со входа на выход, при изменении вносимого затухания, поскольку перемещение пластины в поперечной плоскости вызывает изменение фазовой скорости распространяющейся волны; изменение вносимого затухания со временем из-за старения материалов.

Предельный аттенюатор обязательно содержит отрезок волновода, размеры которого выбраны так, что он является предельным для всех типов волн. В такой отрезок (рис.29.13) на некотором расстоянии l друг от друга вводятся два электрических или магнитных вибратора, один из которых подсоединяется к источнику электромагнитных колебаний, а другой соединяется с нагрузкой. Мощность, поступающая от источника, вызывает токи в первом вибраторе, что приводит к возбуждению разных типов волн в волноводе. Однако в данном случае для каждого возбуждаемого типа вдоль волновода устанавливается стоячая волна с экспоненциальным убыванием амплитуды вдоль волновода Е_вых=Е₀ехp(-α l), где Е_вых -амплитуда напряженности электрического поля в месте расположения приемного вибратора, а Е₀- в месте расположения возбуждающего вибратора,

,

a λ_кр - критическая длина волны возбуждаемого типа, обычно волны Н_ю

 

 

Рис.29.13. Запредельный аттенюатор

 

Электромагнитное поле возбужденной волны вызывает ток в приемном вибраторе, вследствие чего часть входной мощности поступает в нагрузку. Поскольку величина тока в приемном вибраторе пропорциональна величине Е_вых, то величина мощности, поступающей в нагрузку, зависит от l. Перемещением приемного вибратора вдоль волновода можно менять величину мощности, поступающей в нагрузку, остальная мощность отражается от входа аттенюатора, т.е. регулирование мощности на выходе такого аттенюатора осуществляется за счет изменения уровня отражений от его входа.

В полосковых трактах обычно применяют дискретные ступенчатые аттенюаторы на сосредоточенных резисторах. Каждая ступень аттенюатора, как правило, имеет вид или Т- или П-образного соединения активных сопротивлений, ко входу и выходу которого подключены подводящие полосковые линии с волновым сопротивлением Z₀. На рис.29.14 и 29.15 показаны эквивалентные схемы ступени.

Рис.29.14. Т- образное соединение

Рис.29.15. П-образное соединение

 

Зная значения КБВ и N_зат , формулы для определения величины резисторов исходя из требуемого вносимого затухания ступени N_зат и обеспечения согласования с подводящими линиями (КБВ=0) имеют вид:

для Т-образной схемы R₁=Z₀/A R₂=Z₉/B;

для П-образной схемы R₁=Z₀/A R₂=Z₉/B,

A=(К+1)/(К-1), В=(К²-1)/(2К). где К² =10^Nзат/10. Следует отметить, что сосредоточенные резисторы приме­няют в полосковых конструкциях устройств диапазона СВЧ на частотах вплоть до 12...18 ГГц. Однако на частотах выше 1...2 ГГц используют специальные конструкции резисторов, называемые ЧИП-резисторы. Это элементы, специально разработанные для применения в микрополосковых линиях в составе гибридных интегральных схем. Такой резистор представляет собой весьма малую диэлектрическую пластину, на которую нанесены резистивный слой (поглощающая пленка) и контактные площадки (рис. 29.16).

Рис.29.16. ЧИП-резистор

Рис.29.17. Микрополосковая конструкция Т-звена с использованием ЧИП-резисторов

Например, один из типичных размеров пластины 1x1x0,8 мм, при этом размер участка с резистивным слоем 0,5x1 мм, а контактных площадок 0,25x1 мм. Столь малые размеры и позволяют рассматривать такие элементы в качестве сосредоточенных резисторов на частотах до 12...18 ГГц. На рис.29.17 показана микрополосковая конструкция Т-звена с использованием ЧИП-резисторов. Иногда ступень выполняется в виде отдельного ЧИП, при этом Т- или П-образная схема размещается на подложке малых размеров, где имеется три вывода (контактные площадки) для установки на полосковую плату. Используя набор отдельных ступеней с разными вносимыми затуханиями, можно построить дискретный аттенюатор, обеспечивающий ряд фиксированных значений вносимого затухания, отличающихся на постоянную величину ΔN_зат, называемую дискретом затухания. Управление такими аттенюаторами обычно осуществляется с помощью электрически управляемых переключателей на p-i-n диодах.

 

29.4. Тройники

Тройником называется трехплечное устройство (шестиполюсник), образованное сочленением трех отрезков линии передачи. Тройники обычно используют либо для деления мощности входного сигнала на две (в общем случае неравные части), которые передаются по отдельным линиям передачи, либо для сложения и передачи по одной линии сигналов, создаваемых двумя источниками. В зависимости от типа сочленяемых линий тройники называют волноводными, коаксиальными, полосковыми. Коаксиально - волноводными, коаксиально - полосковыми и т.д. Наиболее часто применяют Т-образные тройники (рис.29.18) (продольные оси двух отрезков линии совпадают, а ось третьего перпендикулярна к ним) и Y-сочленения (угол между продольными осями соседних отрезков линии равен 120°) (рис.29.19). Для волноводных тройников используют, кроме того, дополнительную классификацию.

Рис.29.18. Т-образный тройник

Рис.29.19. Y-сочленение

Если разветвление волноводов происходит в плоскости, параллельной продольным осям линий и вектору Е в каждой из них, тройник называют Е-плоскостным, а если в плоскости, параллельной продольным осям и вектору Н в каждой из них-то Н-плоскостным. Волноводные Е-плоскостной и Н-плоскостной Т-тройники, а также Н-плоскостное Y-сочленение прямоугольных волноводов показаны на рис.29.20 и 29.21 и 29.19 соответственно. На рис. 29.18 изображен микрополосковый Т-тройник.

Рассмотрим принцип действия волноводного Н-плоскостного Т-тройника (рис.29.21). Все волноводы имеют одинаковые поперечные размеры и рассчитаны на одноволновый режим. Пусть в плече 1 распространяется волна Н₁₀. переносящая мощность P₁ .Эта волна возбуждает поле в области разветвления волноводов и частично отражается обратно в плечо 1. Примерная структура силовых линий возбуждаемого магнитного поля в области разветвления показана на рис.29.22. При этом, поскольку плечи 2 и 3 расположены симметрично относительно плеча 1, в них возбуждаются волны Н₁₀, векторы Е которых имеют одинаковые амплитуды и фазы на одинаковом расстоянии от плоскости симметрии тройника. Для устранения отраженной волны в плече 1 в тройник параллельно вектору Е вводят индуктивный штырь, как показано на рис.29.21. Штырь создает в плече 1 дополнительную отраженную волну, компенсирующую первую.

Рис.29.20. Волноводный Е-плоскостной Т-тройник

 

Рис.29.21. Волноводный Н-плоскостной Т-тройник

Рис.29.22. Примерная структура силовых линий возбуждаемого магнитного поля в области разветвления

Полную компенсацию обеспечивают, подбирая величины d и t (см. рис.29.21). В согласованном таким образом тройнике мощность Р₁, поровну делится между выходными плечами 2 и 3, т.е. Р₂=Р₃=Р/2. Имеет место и обратное явление: если в плечах 2 и 3 одновременно возбудить волны Н₁₀ с одинаковыми амплитудами и фазами векторов Е, то мощности, переносимые волнами, сложатся и поступят в плечо 1. При подаче мощности в плечо 2 тройника мощности на выходах плеч 1 и 3 уже не будут равны друг другу из-за их несимметричного относительно плеча 2 расположения. Кроме того, в плече 2 появится отраженная волна, т.е. тройник, согласованный со стороны плеча 1, будет рассогласован со стороны второго и третьего плеч. Очевидно, что из всех возможных конструкций Н-тройников только Y-сочленение (см. рис.29.19) обеспечивает равное деление мощности между выходными плечами при возбуждении любого из трех плеч.

Если в плече 1 волноводного Е-плоскостного Т-тройника (см. рис.29.20) возбудить волну Н₁₀, переносящую мощность Р₁ , то эта волна, частично отражаясь, будет возбуждать поле в области разветвления. Примерная структура силовых линий вектора Е, возникающего в области разветвления, показана на рис.29.23. При этом в плечах 2 и 3 возбуждаются волны Н₁₀, векторы Е которых имеют одинаковые амплитуды, а их фазы отличаются на π на одинаковом расстоянии от плоскости симметрии тройника.

Рис.29.23. Примерная структура силовых линий возбуждаемого электрического поля в области разветвления

 

Для компенсации отраженной волны в плече 1создают дополнительную отраженную волну, помещая в это плечо индуктивную диафрагму (см. рис.13.20) и подбирая ширину щели в диафрагме и расстояние от диафрагмы до разветвления. В согласованном таким образом тройнике входная мощность Р, делится пополам и поступает на выходы плеч 2 и 3. Имеет место и обратное явление. Если в плечах 2 и 3 одновременно возбудить волны Н₁₀, векторы Е которых на одинаковом расстоянии от плоскости симметрии тройника будут иметь одинаковые амплитуды, а их фазы будут отличаться на π, то в области разветвления образуется электромагнитное поле, примерная структура силовых линий вектора Е которого показана на рис. 13.23.При этом в плече 1 будет возбуждаться волна Н₁₀ , переносящая мощность, равную суммарной мощности, поступающей в плечи 2 и 3.

 

Волноводные тройники могут строиться из волноводов разных типов. На рис.29.24 показан волноводный Т-тройник, образованный отрезками прямоугольного и круглого волноводов, работающих на низшем типе волны.

 

Рис.29.24.Волноводный Т-тройник, образованный отрезками прямоугольного и круглого волноводов

Такой тройник обладает рядом интересных свойств. При возбуждении волны Н₁₀ в плече 1 в области разветвления возникает структура электрического поля, показанная на рис.29.25.а. Поскольку плечи 2 и 3 расположены симметрично относительно плеча 1, в круглом волноводе возбуждаются две волны Н₁₁ бегущие в разные стороны от разветвления и имеющие одинаковые амплитуды и фазы векторов Е₂ на одинаковом расстоянии от плоскости симметрии. При этом плоскость поляризации векторов Е₂ волн Н₁₁ в центре круглого волновода перпендикулярна продольной оси волновода плеча 1.

 

Рис.29.25.Структура электрического поля в области разветвления

 

Подобный тройник можно использовать в качестве трансформатора волны Н₁₀ прямоугольного волновода в волну Н₁₁ круглого, если в плече 3 установить короткозамыкающую пластину на расстоянии λ/4 от центра разветвления, где λ -длина волны Н₁₁ в круглом волноводе. Если в тройнике (см. рис.29.24) возбудить в плече 2 волну Н₁₁. для которой вектор Е, в центре волновода параллелен продольной оси прямоугольного волновода, то мощность, переносимая этой волной, в плечо 1 ответвляться не будет. Примерная картина силовых линий вектора электрического поля, возникающего при этом в области разветвления волноводов, показана на рис.29.26.б. В этом случае волна Н₁₀ в плече 1 не возбуждается. Поэтому мощность со входа 2 проходит в плечо 3 и частично отражается от области разветвления в плечо 2. Для устранения отражений в щели в месте сочленения волноводов располагают тонкие металлические провода (см. рис.29.24). Этим уменьшается влияние щели на распространение волны Н₁₁ с поляризацией E₁.В то же время провода практически не влияют на передачу мощности из прямоугольного волновода в круглый, поскольку вектор Е как в прямоугольном волноводе, так и в круглом (для поляризации Е₂) перпендикулярен им.

Рис.29.26. Эквивалентная схема полоскового или коаксиального тройника

 

Рассмотрим полосковые и коаксиальные тройники. На рис.29.26 показана приближенная эквивалентная схема такого тройника. Пусть волновые сопротивления линий, образующих плечи 1, 2 и 3, равны Z_B1, Z_B2 и Z_B3 соответственно. Предположим, что в плече 1 распространяется низшая волна, переносящая мощность Р₁ а плечи 2 и 3 нагружены на согласованные нагрузки. Поскольку линия, образующая плечо 1, в точках разветвления (рис.29.26) нагружена на параллельное соединение входных сопротивлений линий, образующих плечи 2 и 3, и равных их волновым сопротивлениям, то условие отсутствия отраженной волны от места соединения линий можно записать в виде 1/Z_B1 = 1/Z_B2+1/Z_B3. Мощность, переносимая по линии ТЕМ-волной, обратно пропорциональна волновому сопротивлению линии, поэтому, поскольку линии в плечах 2 и 3 подключены параллельно, отношение мощностей, поступающих на выходы 2 и 3 плеч, будет равно P₂/P₃= Z_B3 /Z_B2.Если обозначить P₂/P₂=m, тo записанные выше соотношения позволяют найти Z_B2 и Z_B3 ,при которых для заданных Z_B1 и m входная мощность полностью поступает в выходные плечи: Z_B2= Z_B1 (m + l)/m и Z_B3 = =Z_B1(m + 1). При равном делении входной мощности (m = 1) имеем Z_B2 = Z_B3= 2Z_B1. На рис.29.18 показана конструкция микрополоскового тройника. Отметим, что для рассматриваемой конструкции эквивалентная схема (см. рис.29.26) не учитывает влияние неоднородности, возникающей в месте разветвления микрополосковых линий, на распространение волн. Обычно влияние неоднородности незначительно, если геометрические размеры области разветвления много меньше длины волны. Если требуется, чтобы волновые сопротивления всех линий, подключаемых к плечам тройника, были одинаковы и равны Z_B, то между местом разветвления и выходами плеч 2 и 3 включают трансформирующие отрезки линии передачи с волновыми сопротивлениями Z_TР1и Z_TP2 соответственно (рис.29.27), причем длина каждого отрезка равна λ₀/4, где λ₀ - длина волны в линии, образующей трансформатор, на расчетной частоте f₀. Для обеспечения требуемого коэффициента деления мощности m и отсутствия отраженной волны в плече 1 на частоте f₀ величины Z_TР1и Z_TP2 следует определять из формул

При m = 1 (равном делении входной мощности) .

Рис.29.27. Тройник с трансформирующими отрезками линий передачи с волновыми сопротивлениями Z_TР1 и Z_TP2

Отметим, что при отклонении рабочей частоты f от f₀ во входном плече 1появляется отраженная волна, т.е. появляется рассогласование. Полоса согласования тройника со стороны плеча 1 при m = 1 будет такая же, как и у четвертьволнового трансформатора, согласующего активные сопротивления, отличающиеся в 2 раза. Для расширения полосы согласования со стороны плеча 1 используют несколько трансформирующих ступеней. При этом можно обеспечить или максимально плоскую или чебышевскую АЧХ согласования. При подаче сигнала в плечо 1 (рис.29.27) фазы сигналов, поступающие на выход плеч 2 и 3. будут одинаковыми независимо от коэффициента деления m и рабочей частоты f.

Реактивные шестиполюсники, к которым относятся рассматриваемые конструкции (рис.29.18 и 29.27), не могут быть одновременно согласованными со стороны всех плеч. Однако в некоторых применениях к тройникам предъявляют ряд дополнительных требований: обеспечение согласования со стороны всех плеч и обеспечение развязки (отсутствие связи) между выходными плечами 2 и 3. Например, если тройник используется для сложения мощностей от двух генераторов, работающих на одной частоте. В этом случае стабильная работа генераторов наблюдается при отсутствии отраженных волн от входов тройника и отсутствии взаимной связи между ними. Кроме того, в случае если тройник используется для деления входной мощности, то развязка между плечами 2 и 3 устраняет взаимную связь между несогласованными нагрузками, подключенными к ним.

Для обеспечения согласования со стороны всех плеч и развязки между плечами 2 и 3 в схему тройника (см. рис.29.27) вводят поглощающие элементы, чаще всего сосредоточенные резисторы (см. рис.29.28), называемые балластными сопротивлениями.

Рис.29.28.Полосковый тройник с балластными сопротивлениями

Поскольку электрические расстояния от плеча 1 до точек Аи В, к которым подключен резистор, равны, при возбуждении плеча 1 в точках А и В устанавливаются одинаковые потенциалы и ток через резистор отсутствует, т.е. резистор не влияет на передачу мощности из плеча 1 в плечи 2 и 3. При возбуждении плеча 2 мощность в плечо 3 поступает двумя путями: через резистор и через два четвертьволновых трансформатора, т.е. в плече 3 возбуждается две волны. Одинаковые амплитуды этих волн обеспечиваются выбором величины резистора R_бал. Если расстояние между точками А и В сделать достаточно малым по сравнению с длиной волны (обычно трансформаторы изгибаются для сближения их концов), то сдвиг по фазе волн в плече 3 будет близок к π из-за разных путей, проходимых волнами. Поэтому волны в плече 3 компенсируют друг друга и мощность из плеча 2 не поступает в плечо 3, она частично проходит в плечо 1 и частично рассеивается в резисторе. Для полного согласования тройника и получения идеальной развязки между плечами 2 и 3 его параметры следует выбирать по формулам:

; ; и .

Здесь волновые сопротивления подводящих линий к любым двум плечам могут быть выбраны произвольно. В случае равного деления мощности при m=1 и Z_a1=Z_B2=Z_B3=Z_В получается и

Если требуется обеспечить одинаковые волновые сопротивления подводящих линий Z_e1=Z_B2=Z_e3=Z_a при неравном делении (т≠1), применяют дополнительные четвертьволновые трансформаторы (рис.29.29).

Рис.29.29.Полосковый тройник с дополнительными четвертьволновыми трансформаторами

 

Отметим, что в рассмотренных схемах идеальное согласование плеча 1 и идеальная развязка между выходными плечами будут лишь на расчетной частоте, для которой длины всех трансформаторов равны λ₀/4. Кроме того, рассмотренные тройники обеспечивают деление входного сигнала в заданном отношении m и синфазные выходные сигналы на любой частоте рабочего диапазона.

 

29.5. Фазовращатели

Фазовращатели - это устройства, служащие для изменения фазы электромагнитной волны, поступающей на их вход. На практике применяют проходные и отражательные фазовращатели.

Проходной фазовращатель является двухплечным устройством. В идеальном случае электромагнитная волна должна проходить со входа на выход такого устройства без отражений и затухания, получая лишь фазовый сдвиг Δφ.

Отражательный фазовращатель является одноплечным устройством, которое в идеальном случае полностью отражает электромагнитную волну, поступающую на его вход. При этом фаза отраженной волны изменяется на Δφ по отношению к фазе падающей волны. Фазовый сдвиг, вносимый фазовращателем, может быть или фиксированным или управляемым. В фазовращателях с регулируемым фазовым сдвигом величина Δφ может изменяться плавно (плавные или аналоговые фазовращатели) или скачкообразно (дискретные фазовращатели).Управление вносимым фазовым сдвигом обычно осуществляют или механическим, или электрическим путем. В механических фазовращателях изменение вносимого фазового сдвига происходит вследствие перемещения отдельных элементов конструкции, а в электрических - под воздействием подаваемых электрических сигналов.

Простейшим фазовращателем проходного типа является отрезок линии передачи длиной l, проходя который электромагнитная волна получает фазовый сдвиг Δφ = 2πl/λ. Для изменения Δφ можно или изменять длину отрезка l, или изменять величину фазовой скорости волны в пределах отрезка, т.е. изменять электрическую длину отрезка l/λ а рис.29.30 изображена схема проходного механического плавного фазовращателя, построенного на основе коаксиальной линии.

 

 

Рис.29.30.Схе