Аналого-цифровые преобразователи.

В процессе аналого-цифрового преобразования устанавливается соответствие между входным аналоговым сигналом U_вх (обычно напряжением) и выходным кодом. Входной сигнал может принимать неограниченное число значений в пределах диапазона измерений от U_min до U_max. Число различных значений цифрового кода определяется разрядностью преобразователя и ограничено величиной 2ⁿ, где n ‑ число разрядов. Аналого-цифровое преобразование соответствует квантованию сигнала по уровню с равномерным шагом U_шк2^-n, где U_шк – уровень шкалы, т.е. максимальный для конкретного АЦП уровень входного сигнала.

Для любого значения сигнала U_вх, находящегося в пределах между двумя соседними уровнями квантования, результатом преобразования будет один и тот же двоичный код. Следовательно, при аналого-цифровом преобразовании имеет место погрешность квантования, или погрешность дискретности, максимальное значение которой равно шагу квантования.

Основными методами аналого-цифрового преобразования являются следующие:

· последовательность счета (развертывающие АЦП);

· поразрядного уравновешивания;

· следящего уравновешивания;

· параллельного преобразования;

· двойного интегрирования.

Характерной особенностью преобразователей первых трех типов является использование АЦП. Упрощенная функциональная схема и временные диаграммы АЦП последовательного счета приведены на рис. 24.

Рис. 24. АЦП последовательного счета

С момента поступления сигнала «старт» счетчик СЧ подсчитывает тактовые импульсы до тех пор, пока аналоговый эквивалент двоичного кода – сигнал U_вых не превысит величину U_вх. В этот момент, выявляемый компаратором, поступление тактовых импульсов на счетчик прерывается и параллельный код счетчика может быть считан как результат преобразования. После сброса счетчика в нуль и появление нового стартового сигнала процесс возобновляется.

Время преобразования АЦП такого типа является переменными и зависит от уровня входного сигнала. Для максимального входного сигнала, равного уровню шкалы преобразователя, время преобразования можно определить из соотношения t_пр=2ⁿτ_Т, где n – разрядность счетчика (и ЦАП), τ_Т – период тактовых импульсов. Так, для 8-разрядного преобразователя процесс завершится после поступления 255 – го тактового импульса.

В преобразователе поразрядного уравновешивания (рис. 25) вместо счетчика используется сдвиговый регистр РГ, режим работы которого определяется специальной управляющей логической схемой УЛ.

Рис. 25 АЦП поразрядного уравновешивания

В процессе преобразования в регистр, начиная со старшего разряда, заносятся единицы, после чего схема УЛ на основании информации с компаратора либо сохраняет эту единицу в данном разряде (при U_к=1), либо стирает ее. После этого процесс повторяется, но уже со следующим разрядом регистра. Время преобразования в таком АЦП всегда одинаково и определяется разрядностью преобразования, а именно t_пр=nτ_Т. Для 8-разрядного АЦП процесс завершится за 8 тактов.

Рис. 26 АЦП следящего типа

Преобразователь следящего уравновешивания (рис. 26) имеет структуру, похожую на АЦП последовательного счета, с той разницей, что счетчик является реверсивным. Логика работы такова, что при U_вх≥U_вых на выходе компаратора формируется высокий уровень, и счетчик суммирует текстовые импульсы. При U_вх≤U_выхU_к=0, и счетчик работает на вычитание. Таким образом, при постоянном входном сигнале схема, завершив преобразование, будет «шагать» относительно U_вх на величину одного кванта преобразования (младшего разряда кода).

Время преобразования такой схемы при ступенчатом изменении U_вх на максимальную величину будет таким же, как у АЦП последовательного счета. Однако здесь отсутствует явно выраженный цикл преобразования и происходит постоянное отслеживание входного сигнала. Если же скорость изменения входного сигнала не превышает предельной скорости нарастания выходного аналогового сигнала, то можно считать, что динамическая погрешность преобразования у АЦП следящего уравновешивания в таком случае отсутствует.

АЦП параллельного преобразования имеет самую простую логическую организацию, однако сложность схемы резко возрастает при увеличении разрядности. На рис. 27 приведена схема трехразрядного АЦП.

Рис. 27 Параллельный АЦП

Основу схемы составляют компараторы напряжения, один из входов которых объединен и является входом АЦП. Другие входы АЦП подключены к отводам резистивного делителя, задающего равномерную сетку квантования по уровню. Приоритетный шифратор Ш преобразует позиционный код в параллельный двоичный.

Время преобразования такого АЦП определяется лишь задержкой распространения сигналов схемами компаратора и шифратора и обычно не превышает сотен наносекунд. Разрядность АЦП параллельного типа обычно не превышает восьми. Такие АЦП отличаются повышенным энергопотреблением (8-разрядный АЦП содержит 255 схем компараторов и сложную схему шифратора). Метод двойного интегрирования используется в высокоточных помехоустойчивых схемах преобразования. В его основе лежит промежуточное преобразование входного сигнала во временной интервал, реализуемое путем интегрирования как преобразуемого, так и эталонного напряжений. Преобразование временного интервала в двоичный код осуществляется подсчетом количества импульсов высокой эталонной частоты. Такие АЦП отличаются значительным временем преобразования, что ограничивает их применение в быстродействующих системах привода.

Основными характеристиками АЦП являются разрешающая способность, определяемая разрядностью, и быстродействие, определяемая разрядностью и быстродействие определяемое временем от момента заданного изменения сигнала на входе до появления на выходе установившегося кода. Кроме того, иногда нормируются параметры, характеризующие линейность зависимости N=f(U_вх), т.е. степень отклонения реальной характеристики от прямой линии абсолютно точного преобразования.

Таблица 5

Тип АЦП	n	tпр, мкс	Примечание
К 572ПВ1(А, Б, В)			Поразрядного уравновешивания
К 1113ПВ1(А, Б, В)			То же
К 1108ПВ1			То же
К 1107ПВ1		0,1	Параллельный
К 1107ПВ2		0,2	То же
К 1107ПВ3		0,02	То же

В таблице 5 приведены технические характеристики некоторых типов АЦП, реализованных в виде интегральных микросхем.

Таблица 6

Тип преобразователя	Типичная разрядность	Типичное tпр	Особенность
Последовательного счета	10-12	0,1-1 мс	Средняя точность низкое быстродействие
Поразрядного счета	10-12	1-100 мкс	Высокая точность и быстр.
Следящего уравновешивания	10-12	0,1-1 мс	Точное слежение за сигналом с ограниченной скоростью
Параллельного преобразования	6-8	10-100 нс	Сверхвысокое быстродействие
Двойного интегрирования	10-12	1-10 мс	Низкое быстродействие высокая помехоустойчивость

В таблице 6 приведены сравнительные характеристики АЦП, реализованных по перечисленным выше основным методам преобразования.

Фотоимпульсные датчики.

Фотоимпульсные датчики используются как для измерения угловой скорости, так и для измерения углового положения вала. В первом случае их (в комплекте с электронной аппаратурой) часто называют цифровыми тахометрами, во втором – накапливающими кодирующими преобразователями угла.

Рис. 28 Фотоимпульсный датчик

Принцип работы датчика поясняется рис. 28. При повороте стеклянного диска фотодиоды фиксируют прохождение света через незатемненные секторы. Фотодиоды подключены к усилителям, выходные сигналы которых соответствуют стандартным уровням сигналов серийных ИМС. Два основных канала оптических систем сдвинуты на ¼ ширины одного сектора, что позволяет сформировать два выходных импульса, сдвинутых на ¼ периода. Такое решение дает возможность определять направление вращения оси датчика. Одиночная метка на наружной дорожке является точкой начала отсчета при использовании датчика в схеме накапливающего преобразователя угла.

В выпускаемых промышленностью датчиках на один оборот вала формируется от 100 до 4096 импульсов. Так, датчик типа BE-178 имеет следующие исполнения: z = 100, 250, 600, 1000, 1024, 2000, 2500. Цена деления датчика (разрешающая способность по углу поворота) составляет δ = 360^о/z. Следовательно, датчик с z = 2500 имеет разрешающую способность 8 угловых минут.

Методы измерения углового положения основаны на подсчете количества импульсов с датчика с учетом направления его вращения. Как аппаратная, так и программная реализация этих методов очень проста и не нуждается в специальном пояснении. Единственной проблемой здесь является определение положения вала при первоначальном включении системы. Для этого часто выполняется холостой прогон механизма до появления первой метки начала отсчета. С той же целью на первом этапе работы может использоваться информация с простого и дешевого датчика грубого отсчета.

Измерение частоты вращения фотоимпульсным датчиком. Фотоимпульсный датчик можно рассматривать как преобразователь низкой частоты вращения вала в высокую частоту выходных импульсов. Коэффициент преобразования равен числу выходных импульсов за один оборот, т.е. числу меток датчика z.

При использовании датчика в микропроцессорной системе управления электроприводом необходимо иметь информацию о частоте вращения вала двигателя в форме параллельного двоичного кода. Преобразование частоты выходных импульсов датчика в код осуществляется двумя основными способами.

Первый способ основан на подсчете количества импульсов с датчика за калиброванный интервал времени T_к. Если частота вращения вала составляет величину f_B, об/с, а датчик имеет z меток, то за интервал времени T_к будет подсчитано N₁= zf_BT_к меток. Подсчет этот может производиться как аппаратно-двоичными счетчиками на базе цифровых ИМС, так и программно подпрограммой обработки прерывания по каждому импульсу, пришедшему на МП в течение интервала T_к. Подпрограмма может состоять из единственного оператора-инкремента содержимого какого – либо из регистров МП-системы. После завершения интервала T_к содержимое счетчика или регистра (в программном варианте) может использоваться в качестве текущей информации о скорости двигателя.

Знак скорости (направление вращения) определяется специальной комбинационной логической схемой, использующей 90-градусный фазовый сдвиг импульсов соседних дорожек датчика. Информация о знаке обычно передается в старшем разряде двоичного слова.

Обновление информации о скорости в современных быстродействующих системах подчиненного управления электроприводом должно осуществляться с периодичностью, примерно в 10 раз меньшей, чем величина основной постоянной времени контура скорости. Это накладывает достаточно жесткие требования на выбор T_к и, как следствие, на выбор типа датчика. Так при выборе T_к=10 мс, датчика с z=1000 и частоте вращения 20 об/с, число записанное в счетчике, составит N₁=1000·20·0,01=200. Разрешающая способность упадет до ±5% при снижении скорости до 2 об/с. При дальнейшем снижении скорости этот метод уже нельзя считать приемлемым.

Наличие двух смешенных выходных сигналов дает возможность не только определить направление вращения, но и реализовать простые схемы двух или четырехкратного умножения частоты, что позволяет во столько же раз увеличить нижний предел измеряемой скорости.

Программная реализация этого метода затруднена из-за большой загрузки МП-системы операциями подсчета импульсов, следующих с достаточно высокой частотой. По этой причине в настоящее время метод чаще реализует аппаратно. Передача информации в МП-систему может осуществляться как по инициативе процессора, так и по запросу схемы преобразователя частота-код. Аппаратная реализация такого варианта приведена на рис. 29. Основные элементы схемы: генератор G, счетчики СТ1 и СТ2, буферные регистры R01 и R02, одновибраторы S1…S4, дешифратор адреса ДА, входной счетный триггер Т.

Рис. 29 Функциональная схема и временные характеристики преобразователя частота ‑ код

Единичные сигналы прямого и инверсного выходов триггера Т разрешают счет соответственно счетчику СТ1 или СТ2. В режиме счета они находятся попеременно. Длительность интервала счета равна текущему периоду T_к частоты генератора G. По окончании счета одновибратор S2 или S4 формирует сигнал записи результата счета в регистр R01 или R02. После этого происходит обнуление счетчика сигналом, сформированным одновибратором S1 или S3. Одновременно с приемом информации любым из регистров формируется сигнал запроса прерывания микропроцессора. Несмотря на общий адрес регистров, в режиме выдачи будет находиться лишь тот из них, который только что принял информацию от счетчика, поскольку только для этого регистра сигналы CS и соответствуют режиму выдачи.

Второй способ преобразования частоты в код основан на подсчете количества импульсов высокой эталонной частоты f_э за интервал времени T_д между началами двух соседних импульсов с фотоимпульсного датчика. В этом случае число подсчитанных импульсов будет пропорционально не частоте их следования, а периоду между ними, т.е. N₂=T_дf_э. Период T_д связан с частотой вращения соотношением T_д=1/(zf_в), поэтому число, записанное в счетчике за один интервал измерения, будет обратно пропорционально частоте вращения, т.е. N₂=f_э/(zf_в).

Разрешающая способность метода растет при снижении частоты вращения и уменьшается при ее повышении. Так, при z=100, f_в=2 об/с и f_э=1 МГц период между двумя метками будет преобразован в число N₂=500. При повышении частоты вращения в 10 раз погрешность преобразования возрастает до ±2%.

Этот способ эффективен при низкой частоте вращения и при использовании датчиков с небольшим числом весьма равномерно расположенных меток (секторов). Неравномерность меток непосредственно проявляется как погрешность измерения.

Преобразование числа, пропорционально периоду, в число, пропорциональное частоте вращения, может быть произведено специальной подпрограммой, реализующей вычисление по формуле N₁=k/N₂. Такое преобразование может производиться и без вычислений при использовании предварительно записанной в ПЗУ таблицы обратных чисел. Этот последний вариант можно реализовать и чисто аппаратно, специальной схемой вне МП системы.

Функциональная схема устройства, реализующего рассмотренный метод, может полностью совпадать с предыдущей схемой с той лишь разницей, что в качестве источника сигнала f_k теперь будет использоваться фотодатчик, а вместо f_д на вход устройства подается сигнал эталонной частоты f_э от высокостабильного генератора.

Частота запросов на прерывание при этом способе преобразования будет переменной, причем с ростом частоты вращения она может стать неприемлемо высокой. Это обстоятельство можно учитывать при разработке программного обеспечения.

Возможна и чисто программная реализация этого метода, особенно эффективная при использовании в составе МП-системы программируемого интервального таймера. При этом каждым импульсом с датчика производится считывание показаний счетчика таймера и его перезапуск на подсчет тактовых импульсов.

В подпрограмме обработки показаний таймера целесообразно предусмотреть коррекцию погрешностей, вызванных конечным временем выполнения операции считывания и перезапуска. Относительный уровень этих погрешностей растет при увеличении частоты импульсов с датчика.

Для снижения погрешностей, вызванных неравномерностью расположения меток датчика, используются программные методы, основанные на усреднении показаний за несколько соседних измерений. При этом можно гибко учитывать динамическое состояние привода: при высоких ускорениях использовать информацию без коррекции усреднением, а в установившихся режимах для высокой точности поддержания заданной скорости повышать степень фильтрации, усредняя информацию за большее число соседних измерений.

Тот факт, что первый из рассмотренных методов эффективен при высоких частотах вращения вала, а второй – при низких, наводит на мысль об использовании комбинации этих двух методов. Это можно легко реализовать, осуществляя коммутацию сигналов f_к, f_э и f_д, как это показано на рисунке 30. Эта коммутация происходит по результатам анализа (фиксации) программным путем факта превышения текущей частотой вращения некоторой величины f_гр, характеризующей граничную частоту двух методов измерения.

Рис. 30 Дополнительные аппаратные средств для реализации комбинированного метода преобразования частот ‑ код