Параметры радиоприемных устройств

Оглавление

ОСНОВНЫЕ СОКРАЩЕНИЯ.. 5

1. Общие вопросы проектирования радиоприемных устройств 7

1.1. Параметры радиоприемных устройств. 7

1.2. Классификация радиоприемных устройств. 11

1.3. Основные стадии проектирования. 13

2. Основные типы радиоприемных устройств.. 14

2.1. Радиовещательные приемники. 14

2.2. Магистральные приемные устройства. 18

2.3. Радиолокационные приемники. 25

2.4. Приемники цифровых данных. 34

3. Эскизное проектирование.. 38

3.1. Выбор типа структурной схемы.. 38

3.2. Определение числа поддиапазонов. 40

3.3. Расчет сквозной полосы пропускания приемника. 41

3.4. Выбор структуры преселектора и числа преобразований частоты.. 42

3.5. Определение избирательной системы тракта промежуточной частоты.. 44

3.6. Выбор первых каскадов радиоприемника и структуры преселектора. 45

3.7. Распределение усиления между трактами радиоприемника. 47

3.8. Оценка динамического диапазона приемника. 50

3.9. Выбор регулировок приемника. 55

3.10. Выбор тракта усиления низкой частоты.. 57

3.11. Разработка структурной схемы приемника. 57

4. Типовые узлы и блоки радиоприемных устройств.. 58

4.1. Входные цепи. 58

4.1.1. Перестраиваемые входные цепи. 59

4.1.2. Неперестраиваемые входные цепи. 63

4.1.3. Разбиение на поддиапазоны.. 63

4.1.4. Особенности конструкции входных цепей различных диапазонов волн. 64

4.2. Усилители радиочастоты и промежуточной частоты.. 65

4.2.1. Распределенная и сосредоточенная избирательность. 65

4.2.2. Типовые схемы УПЧ.. 66

4.2.3. Устойчивость усилителей радиочастоты.. 67

4.2.4. Расчет селективного усилителя. 69

4.3. Преобразователи частоты.. 73

4.3.1. Транзисторные преобразователи. 74

4.3.2. Диодные преобразователи. 76

4.3.3. Гетеродины приемников. 78

4.4. Детекторы сигналов. 80

4.4.1. Амплитудные детекторы.. 80

4.4.2. Фазовые детекторы.. 81

4.4.3. Частотные детекторы.. 83

4.5. Автоматическая регулировка усиления. 85

4.6. Автоматическая подстройка частоты.. 90

4.6.1. Частотная автоподстройка частоты.. 91

4.6.2. Фазовая автоподстройка частоты.. 94

5. Элементная база.. 96

6. Организационные основы курсового проектирования 101

6.1. Цели и задачи курсового проектирования. 101

6.2. Содержание проекта. 101

6.3. Календарный план выполнения курсового проекта. 103

6.4. Оформление технической документации. 103

Приложение 1. Варианты заданий.. 105

Библиографический список.. 109

 

ОСНОВНЫЕ СОКРАЩЕНИЯ

АГ – автогенератор

АД – амплитудный детектор

АМ (АМн) – амплитудная модуляция (манипуляция)

АПЧ – автоматическая подстройка частоты

АРУ – автоматическая регулировка усиления

АЦП – аналого-цифровой преобразователь

АЧХ – амплитудно-частотная характеристика

БАРУ – быстрая автоматическая регулировка усиления

БИС – большая интегральная (микро)схема

БТ – биполярный транзистор

ВАХ – вольтамперная характеристика

ВЦ – входная цепь

ВЧ – высокая частота

ВУ – видеоусилитель

Г – гетеродин

ГКРЧ – Государственная комиссия по радиочастотам

ДВ – длинные волны

ИМ – импульсная модуляция

ИМС – интегральная микросхема

КВ – короткие волны

КК – система двух связанных колебательных контуров

НЧ – низкая частота

ОГ – опорный генератор

ОУ – оконечное устройство

ПАВ – поверхностные акустические волны

ПТ – полевой транзистор

ПУ – пороговое устройство

ПФ – полосовой фильтр

ПЧ – промежуточная частота

РЛС – радиолокационная станция

РПрУ – радиоприемное устройство

РУ – регулируемый усилитель

СВ – средние волны

СВЧ – сверхвысокая частота

См. – смеситель

СУ – селективный усилитель

СФ – согласованный фильтр

СЧ – синтезатор частоты

ТЗ – техническое задание

УКВ – ультракороткие волны

УНЧ – усилитель низких частот

УПТ – усилитель постоянного тока

УПЧ – усилитель промежуточной частоты

УРЧ – усилитель радиочастоты

УЭ – управляющий элемент

ФАПЧ – фазовая автоматическая подстройка частоты

ФД – фазовый детектор

ФМн – фазовая манипуляция

ФКМ – фазокодоманипулированный

ФНЧ – фильтр низких частот

ФПЧ – фильтр промежуточной частоты

ФСС – фильтр сосредоточенной селекции

ФЧХ – фазо-частотная характеристика

ЦАП – цифро-аналоговый преобразователь

ЦОС – цифровая обработка сигнала

ЦСП – цифровой сигнальный процессор

ЧАПЧ – частотная автоматическая подстройка частоты

ЧД – частотный детектор

ЧМ (ЧМн) – частотная модуляция (манипуляция)

ШИМ – широтно-импульсная модуляция

ШПТЛ – широкополосная трансформаторная линия

ЭДС – электродвижущая сила

DRM – Digital Radio Mondiale (стандарт цифрового радиовещания)

FM – Frequency Modulation (см. ЧМ)

1. Общие вопросы проектирования радиоприемных устройств

Радиоприемным устройством (РПрУ) называется устройство для приема электромагнитных волн радиодиапазона (то есть с длиной волны от нескольких тысяч метров до долей миллиметра) с последующим преобразованием содержащейся в них информации к виду, в котором она могла бы быть использована.

Радиоприемное устройство состоит из антенны, радиоприемника и оконечного устройства [1-4]. В данном пособии рассматриваются только вопросы проектирования радиоприемников.

Радиовещательные приемники

Основное назначение радиовещательных приемников – высококачественное воспроизведение музыкальных и речевых передач.

Радиовещательный прием осуществляется в километровом (150…300 кГц), гектометровом (300…1800 кГц), и метровом (66…108 МГц) диапазонах радиочастот. Для звукового вещания выделены определенные области частот, которые традиционно характеризуют как диапазоны длинных волн ДВ, средних волн СВ, коротких волн КВ и ультракоротких волн УКВ. Коротковолновый диапазон разбивается на ряд поддиапазонов, расположенных вблизи волн с длиной 75, 49, 41, 31, 25, 19, 16, 13 и 11 метров.

В зависимости от условий эксплуатации радиоприемные устройства подразделяются на стационарные, переносные, автомобильные и миниатюрные. По электроакустическим параметрам и по комплексу потребительских удобств они делятся на четыре группы сложности: 0, 1, 2 и 3.

Аналоговые сигналы звукового вещания имеют следующие виды модуляции: АМ, ЧМ, ЧМ-стерео и АМ-стерео. В некоторых странах наряду с аналоговыми используются цифровые сигналы. В России Государственная комиссия по радиочастотам (ГКРЧ) приняла решение об организации в ряде регионов опытных зон экспериментального цифрового звукового радиовещания стандарта DRM в диапазоне 3,95 – 26,1 МГц. DRM позволяет вести вещание с качеством, сравнимым с ЧМ, используя частоты ниже 30 МГц (это позволяет увеличить дальность распространения сигнала). Использование диапазона УКВ рассматривается в рамках стандарта DRM+. Стандарт DRM предполагает использование части старой аппаратуры вещания, в частности антенн, для снижения затрат. Вещание в формате DRM устойчиво к эффектам затухания и интерференции сигнала, которым подвержено обычное вещание.

Приемники радиосигналов должны иметь достаточно высокие качественные показатели, обладая приемлемой стоимостью. Они должны также иметь простое управление и отличаться высокой надежностью, так как эксплуатируются неквалифицированными пользователями.

Для измерения чувствительности АМ-приемников используется модулированный гармоническим колебанием сигнал с глубиной модуляции несущей m = 0,3 и частотой модуляции F = 400 или 1000 Гц. Стандартную выходную мощность принимают равной 50 мВт для приемников с выходной мощностью больше 150 мВт и 5 мВт для приемников с выходной мощностью не превышающей 150 мВт. Требуемое отношение сигнал/шум на выходе приемника составляет 20 дБ.

Для ЧМ-приемников УКВ-диапазона в качестве испытательных используют сигналы с девиацией частоты 15 кГц (при пиковой девиации 50 кГц, которая принимается в диапазоне частот 64…74 МГц) или 22,5 кГц (при пиковой девиации 75 кГц, которая принимается в диапазоне частот 88…108 МГц). Отношение сигнал/шум на выходе приемника должно быть не менее 26 дБ.

Для характеристики односигнальной (линейной) селективности используют следующие параметры:

Селективность по соседнему каналу. Частота соседнего канала отличается от частоты настройки в диапазонах АМ на ±9 кГц (в Европе) или ±10 кГц (в США и Японии), а в диапазонах ЧМ на ±180 кГц или ±300 кГц.

Селективность по зеркальному каналу. Частота зеркального канала выше частоты настройки на удвоенное значение промежуточной частоты (при верхней настройке гетеродина).

Селективность по промежуточной частоте.

Селективность по дополнительным каналам приема, образованным взаимодействием гармоник частоты сигнала и частоты гетеродина. Наиболее опасные из них располагаются между соседним и зеркальным каналами приема.

Ширина спектра принимаемого сигнала в случае АМ равна удвоенной верхней частоте модуляции, в случае ЧМ она составляет 180 кГц в отечественном УКВ-диапазоне и 250 кГц в зарубежном FM-диапазоне.

Современные радиовещательные приемники, как правило, строятся по супергетеродинной схеме с однократным преобразованием частоты. Прямое усиление используется лишь в миниатюрных переносных приемниках с низкими показателями качества, а двукратное – в дорогих приемниках, приближающихся по показателям к профессиональным.

Ключевая особенность приемников прямого преобразования – отсутствие зеркального и прямого канала приема. Поэтому приемники прямого преобразования могут не содержать высокоизбирательных входных цепей, а все остальные узлы и блоки можно упаковать в одну микросхему без существенного количества навесных элементов. Именно такие дешевые миниатюрные приемники встраивают в многофункциональные гаджеты типа сотовых телефонов.

Станции, работающие в ДВ и СВ-диапазонах, принимаются на встроенную ферритовую (магнитную) антенну. Программы КВ и УКВ-диапазона принимаются на штыревую (телескопическую) антенну. В приемнике может быть предусмотрена работа и от внешней антенны.

В качестве примера на рис. 2.1 приведен вариант структурной схемы супергетеродинного радиовещательного приемника ЧМ-стереосигналов при однократном преобразовании частоты.

Рис. 2.1. Пример структурной схемы радиоприемного тракта вещательного приемника:
ВЦ – входная цепь, УРЧ – усилитель радиочастоты, См – смеситель, Г – гетеродин, УПЧ – усилитель промежуточной частоты, ЧД – частотный детектор, СтД – стереодекодер, УНЧ – усилитель низкой частоты, АРУ – автоматическая регулировка усиления, АПЧ – автоматическая подстройка частоты, БшН – бесшумная настройка, ССН – схема слежения за настройкой

 

Сигнал от антенны поступает на входную цепь ВЦ, представляющую собой узкополосный фильтр, и далее на усилитель радиочастоты УРЧ. После преобразования частоты в смесителе См сигнал усиливается в усилителе промежуточной частоты УПЧ и направляется в частотный детектор. При стереофоническом вещании разделение сигналов левого (Л) и правого (П) каналов происходит в стереодекодере СтД, звуковые сигналы с которого поступают в усилители низких (звуковых) частот. Автоматическая подстройка частоты АПЧ обеспечивает точность и стабильность настройки на станцию. Автоматическая регулировка усиления АРУ обеспечивает стабильность уровня сигнала на входе детектора. Паразитная амплитудная модуляция устраняется за счет применения схемы частотного детектора, нечувствительной к ней. Для удобства слушателя вводятся дополнительные схемы: схема бесшумной настройки БшН и схема слежения за настройкой ССН, со стереодекодера выдаётся сигнал индикации «стерео-режима».

При приеме АМ-сигналов промежуточная частота, как правило, выбирается из стандартного ряда частот: 455, 465 кГц для АМ и узкополосной ЧМ, 10,7 МГц при приеме широкополосных ЧМ-сигналов. В стереовещании для передачи так называемого комплексного стереосигнала используются более широкополосные сигналы с полярной модуляцией (стандарт OIRT) и с пилот-тоном (стандарт CCIR).

Для современных радиовещательных приемников наиболее характерны следующие особенности: улучшение основных показателей качества, отказ от механических и электромеханических узлов и деталей, применение цифровых систем управления, синтезаторов частот и микропроцессоров, а также миниатюризация и повышение требований к дизайну.

Улучшение показателей качества осуществляется за счет применения современной элементной базы и схемотехники. Существует большое число транзисторов, устойчиво работающих на высоких частотах, имеющих большие коэффициенты усиления, малые собственные шумы, хорошую линейность характеристик. Применяются электронные системы настройки с помощью варикапов и всевозможные устройства подавления помех. Выпускается широкая номенклатура специализированных интегральных микросхем и больших интегральных микросхем, на которых выполняются любые блоки радиоприемного устройства и даже практически весь тракт приемника.

Бытовой радиоприемник должен иметь хорошие эргономические характеристики и удовлетворять требованиям художественной эстетики.

Радиолокационные приемники

Радиолокационный приемник является частью радиолокационной станции (РЛС) и, как правило, работает от общей с передатчиком приемопередающей антенны. Различают РЛС непрерывного и импульсного излучения. Обработка сигнала в приемнике предусматривает обнаружение сигнала, отраженного от цели, и (или) определение его параметров, например, по задержке приятого сигнала (относительно зондирующего) определяется дальность до цели. Функции обнаружения сигнала и измерения его параметров могут быть расчленены.

Оптимальный приемник простого импульсного сигнала (с базой порядка единицы) состоит из двух частей: широкополосной линейной части и оптимального обнаружителя или измерителя. В широкополосном линейном тракте производится усиление сигнала до уровня, необходимого для нормальной работы обнаружителя или измерителя, а также предварительная фильтрация сигнала. На первом этапе приемное устройство РЛС работает в режиме обнаружения сигнала. На втором решается задача измерения его параметров. Мы ограничимся задачей обнаружения.

Математически задача обнаружения сигнала на фоне флуктуационной помехи сводится к вычислению корреляционного интеграла и его сравнения с заданным порогом обнаружения. Для сигнала u (t), форма которого считается известной, формируется опорный сигнал u ₀(t), отличающийся от него только произвольным фазовым сдвигом и уровнем. Корреляционным интегралом называют результат интегрирования их произведения:

.

При φ = 0 и t _з = 0 корреляционный интеграл принимает наибольшее значение и обеспечивается наивысшее достижимое отношение сигнал/шум. Это обеспечивает наилучшие характеристики обнаружения.

Устройства, вычисляющие корреляционный интеграл, могут быть двух типов. Используется либо коррелятор, либо согласованный фильтр. Их схемы приведены на рис. 2.3.

Рис. 2.3. Устройства, вычисляющие корреляционный интеграл:
а – коррелятор; б – согласованный фильтр

Эти схемы применяются при когерентной обработке сигнала. В случае использования коррелятора опорный сигнал должен совпадать по фазе с принимаемым, интегрирование должно начинаться в момент прихода ожидаемого сигнала и заканчиваться в момент его окончания. В случае применения согласованного фильтра момент замыкания ключа должен совпадать с моментом окончания ожидаемого сигнала с точностью не хуже одной десятой доли периода несущей частоты импульса на входе фильтра. Указанные условия реализовать на практике достаточно сложно, поэтому обычно используются методы некогерентной обработки.

Структуры некогерентных приемников обнаружения одиночного радиоимпульса приведены на рис. 2.4.

Рис. 2.4. Оптимальные некогерентные приемники обнаружения:
а – фильтровая; б – корреляционно-фильтровая; в – квадратурная схемы

Применяют один из следующих вариантов схемы:

- а – фильтровая схема;

- б – корреляционно-фильтровая схема;

- в – квадратурная схема.

Фильтровой приемник обнаружения состоит из согласованного фильтра (СФ), выполняемого обычно на промежуточной частоте, линейного детектора (ЛД), синхронизирующего устройства (СУ) и порогового устройства (ПУ). Неизвестная начальная фаза принимаемого сигнала исключается за счет применения детектора до фиксации момента окончания сигнала t = t ₂, выполняемого синхронизирующим устройством. Благодаря этому с пороговым напряжением сравнивается огибающая сигнала и требования к точности синхронизации многократно снижаются.

Корреляционно-фильтровой приемник обнаружения имеет коррелятор, работающий на промежуточной частоте. Коррелятор образован перемножителем (преобразователем частоты) и полосовым фильтром ПФ, постоянная времени которого значительно больше длительности импульса. Фильтр выполняет роль интегратора высокочастотного колебания. Сигнал на выходе коррелятора при воздействии на него радиоимпульса с прямоугольной огибающей имеет вид высокочастотного импульса с треугольной огибающей. Далее сигнал детектируется, и полученный треугольный импульс в момент достижения максимума напряжения сравнивается с пороговым уровнем.

Оптимальный квадратурный приемник обнаружения состоит из двух квадратурных каналов с корреляторами (Кор), на выходах которых установлены квадраторы (Кв). Выходные напряжения квадраторов суммируются, в результате чего образуется квадрат модуля корреляционного интеграла:

│ Z │² = Z ₁² + Z ₂²,

не зависящий от начальной фазы сигнала. Далее, как и в предыдущих схемах, следуют синхронизирующее и пороговое устройства.

Величину порога U _пор выбирают обычно в соответствии с критерием Неймана-Пирсона, при котором фиксируется вероятность ложной тревоги P _{л т} :

,

где U ₀ = U _пор / , Е – энергиясигнала, N ₀ – спектральная плотность мощности шума, U – напряжение огибающей.

Качество обнаружения определяется рабочей характеристикой, представляющей собой зависимость вероятности правильного обнаружения от вероятности ложной тревоги при различных отношениях сигнал/шум.

Вероятность правильного обнаружения рассчитывается по формуле:

,

где I ₀(x) – функция Бесселя. Отношение сигнал/шум принимается в виде γ = 2 Е / N ₀.

Качество всех трех видов некогерентных обнаружителей одинаково. Решение о том, какую из схем обнаружителей выбрать, определяется конструктивными соображениями.

При проектировании РЛС задают определенные значения вероятности правильного обнаружения и вероятности ложной тревоги. Затем определяют отношение сигнал/шум γ, порог обнаружения U _пор и чувствительность приемника.

Реализация оптимальных алгоритмов обнаружения иногда приводит к чрезмерному усложнению и удорожанию приемника. В этих случаях приходится изменять некоторые параметры оптимального алгоритма или видоизменять сам алгоритм, а иногда делать и то и другое. При этом конструктивные, технические, а часто и эксплуатационные параметры приемника улучшаются, но увеличивается пороговое отношение сигнала к шуму по сравнению с требуемым в оптимальном алгоритме. Если увеличение невелико, то измененный алгоритм называют подоптимальным.

При приеме одиночного радиоимпульса (простого сигнала с базой порядка единицы) вполне возможно использовать вместо согласованного (оптимального) фильтра фильтр с амплитудно-частотной характеристикой близкой к прямоугольной или к колоколообразной. Близкая к прямоугольной АЧХ получается в УПЧ с системой связанных контуров, близкая к колоколообразной – в УПЧ с одиночными настроенными в резонанс контурами. За счет правильного подбора полосы пропускания такого фильтра можно свести к минимуму потери из-за неоптимальности формы АЧХ. Такие фильтры называют квазиоптимальными.

Расчет оптимальной полосы пропускания для радиоимпульса с прямоугольной огибающей ведут по формулам:

П _опт = 1,37/ t _и – при прямоугольной АЧХ,

П _опт = 0,8/ t _и    – при колоколообразной АЧХ.

Потери в пороговом отношении сигнал/шум при этом составляют 0,8 дБ в случае прямоугольной АЧХ и 0,3 дБ в случае колоколообразной АЧХ. Если огибающая радиоимпульса имеет колоколообразный характер, потери еще меньше. Таким образом, форма АЧХ мало влияет на пороговый сигнал.

Вследствие нестабильности частот РЛС и доплеровского сдвига частоты принимаемого сигнала приходится расширять полосу радиотракта по сравнению с полосой, согласованной с импульсным сигналом:

П = П _опт + 2Δ f _д +  ,

где П _опт – оптимальная полоса, Δ f _д – максимальный сдвиг доплеровской частоты,  – нестабильность частоты РЛС с учетом действия системы АПЧ, если она введена. При расширении полосы возникают потери. В случае прямоугольной огибающей радиоимпульса и прямоугольной АЧХ приемника общие потери (по сравнению с оптимальным вариантом) составляют 1,9 дБ при   П t _и = 2 и 7 дБ при   П t _и = 5. Сужение полосы по сравнению с оптимальной также ведет к увеличению потерь (порядка 3 дБ при   П t _и = 0,5).

Квазиоптимальная фильтрация не применяется при приеме сложных сигналов, база которых может достигать величины порядка десятков и сотен тысяч, так как в этом случае преимущества сложных сигналов практически сводятся на нет.

Пример варианта структурной схемы радиолокационного приемника, входящего в РЛС конического сканирования и работающего от общей антенны с передатчиком, приведена на рис. 2.5.

Тракт радиочастоты состоит из разрядника, защищающего вход приемника в момент излучения сигнала передатчиком, и усилителя радиочастоты. В тракт промежуточной частоты входят смеситель См-1, гетеродин, усилитель промежуточной частоты УПЧ-1 и амплитудный детектор. Для защиты приемника от действия мощных импульсных помех, длительность которых превышает длительность полезного сигнала, введена система быстродействующей автоматической регулировки усиления БАРУ, время срабатывания которой больше длительности сигнала, но меньше длительности помехи.

Рис. 2.5. Пример варианта структурной схемы радиолокационного приемника: П – передатчик, ДМ – делитель мощности, Разр. – разрядник, УРЧ – усилитель радиочастоты, См – смеситель, УПЧ – усилитель промежуточной частоты, АД – амплитудный детектор, ВУ – видеоусилитель, Г – гетеродин, ЧД – частотный дискриминатор, РЧ – регулятор частоты

 

Нестабильность частот передатчика и гетеродина компенсируется системой автоматической подстройки частоты, в которую входят делитель мощности, второй смеситель См-2, второй усилитель промежуточной частоты УПЧ-2, частотный дискриминатор и регулятор частоты. В видеотракте использован видеоусилитель. Для расширения динамического диапазона приемника в основном тракте часто используются логарифмические усилители.

При расчете радиолокационного приемника обычно задаются: длина волны (частота) сигнала, длительность импульса, частота следования импульсов, длительность фронта, нестабильность частоты сигнала, реальная чувствительность, коэффициент различимости, избирательность по зеркальному каналу, динамический диапазон принимаемых сигналов, допустимое изменение амплитуды сигнала на входе детектора, напряжение на выходе приемника, сопротивление и емкость нагрузки.

Полоса пропускания приемника зависит от назначения РЛС и предъявляемых к ней технических требований. В тех случаях, когда первостепенное значение имеет дальность действия станции, и вопрос точности определения расстояния особо не оговорен, полосу пропускания приемника выбирают оптимальной с точки зрения характеристик обнаружения, как уже было описано выше.

Точное определение расстояния до цели зависит от крутизны фронта импульса на выходе приемника. Время нарастания распределяют по отдельным блокам приемника:

,

где τ _вч – время нарастания фронта импульса в высокочастотном тракте,τ _ад – время нарастания фронта импульса в детекторе,τ _вх – время нарастания фронта импульса в видеоусилителе. Близкое к оптимальному распределение получается при τ _вч = 0,9τ _ф; τ _ад = 0,27 τ _ф; τ _ву = 0,36 τ _ф. Эти соотношения являются исходными при определении полосы пропускания высокочастотного тракта и видеоусилителя. В частности, полоса пропускания высокочастотного тракта определяется следующим образом:

,

где П _нс – результирующая нестабильность частот, К_АПЧ – коэффициент автоподстройки частоты. Относительная нестабильность частоты передатчика при проектировании приемника обычно задается в ТЗ. Ее величина может быть порядка 10^–3. Примерно такой же порядок имеет относительная нестабильность частоты транзисторного гетеродина. Неточность настройки УПЧ составляет примерно (0,003…0,01) f _п. Результирующая нестабильность определяется суммированием отдельных нестабильностей в среднеквадратическом смысле (рассчитывается корень квадратный из суммы квадратов абсолютных нестабильностей). Расширение полосы частот по сравнению с оптимальным вариантом не должно превышать 10…20%. Это требование позволяет решить вопрос о необходимости введения системы АПЧ и о значении коэффициента автоподстройки.

Выбор первых каскадов определяется допустимым коэффициентом шума приемника, который рассчитывается по заданной чувствительности. При этом возможны следующие основные варианты:

- схема начинается с диодного или транзисторного смесителя;

- в схему вводится транзисторный усилитель радиочастоты;

- применяется параметрический усилитель без охлаждения или с охлаждением.

Расчет рекомендуется начать с наиболее простого первого варианта. В случае диодного смесителя коэффициент шума приемника рассчитывается по формуле

N = N _УПЧ / (K _Ф K _Р K _С),

где N _УПЧ = 2 N _Тр (N _Тр – коэффициент шума первого транзистора УПЧ, обычно порядка 3…5 дБ), K _Ф = 0,9; K _Р = 0,7…0,8; K _с = 0,2…0,3 (1…7) – соответственно коэффициенты передачи (по мощности) фидера, разрядника и диодного (транзисторного) смесителя. Если рассчитанный коэффициент шума не превышает допустимого, полученного на основе заданной чувствительности, на этом варианте и останавливаются.

Если коэффициент шума приемника оказывается больше допустимого, применяют транзисторный усилитель радиочастоты, или (если N _доп<5) параметрический усилитель.

Промежуточная частота выбирается в интервале 30…120 МГц, при этом руководствуются следующими основными соображениями:

- повышение промежуточной частоты улучшает фильтрацию составляющей промежуточной частоты после видеодетектора;

- для лучшего воспроизведения формы огибающей импульса период промежуточной частоты должен составлять не более 0,05 t _и;

- низкая промежуточная частота обеспечивает повышенную устойчивость УПЧ, позволяет уменьшить его коэффициент шума, но требует более совершенной системы АПЧ;

- большая избирательность по зеркальному каналу обеспечивается при выборе более высокой промежуточной частоты.

Приемники цифровых данных

Особенностями устройств передачи и приема цифровых данных являются:

- формирование информационного сигнала в виде цифровой последовательности значений, например, нулей и единиц. При этом для аналогового сигнала обязательна процедура аналого-цифрового преобразования – квантования значений сигнала по уровню в дискретные моменты во времени;

- формирование излучаемого сигнала путём манипуляции сигнала генератора несущей частоты одной информационной последовательностью (или сразу несколькими последовательностями при частотном и временном уплотнении);

- простота точного восстановления информационной последовательности в приемнике, т.к. небольшие помехи и искажения передаваемого сигнала при демодуляции сравнительно легко «отбрасываются» решающим устройством при сопоставлении уровня сигнала одному значению из небольшого множества (либо «0», либо «1» для бинарного сигнала);

- возможность применения специальных помехоустойчивых кодов, квазиоптимальных и адаптивных методов приема сигналов, цифровой обработки сигнала (ЦОС) с запоминанием большого числа параметров и массивов самого сигнала;

- приемники цифровых данных с ЦОС обеспечивают высокую стабильность характеристик за счет отсутствия свойственных аналоговым цепям параметрических уходов. Аппаратура ЦОС не требует настройки, а элементная база более однородна.

Однако цифровым узлам присущи и недостатки в основном связанные с большей аппаратурной сложностью: большее потребление, необходимость учёта и согласования узлов по тактовой частоте, увеличение задержки доставки сигнала. Можно также отметить, что при недостаточном соотношении уровня сигнал/шум в радиоприемниках цифровых данных выходной сигнал, выдаваемый на оконечное устройство, пропадает (должен игнорироваться полностью или частично), т.к. потеря синхронизации не позволяет «различать» старшие и младшие разряды в данных, в то время как для радиоприемников аналоговых сигналов речевое сообщение можно воспринимать со слышимыми шумами и искажениями. Частичную потерю данных можно минимизировать различными способами избыточного кодирования и перемешивания информационных пакетов по времени и по частоте излучаемого сигнала.

Передача цифровых данных осуществляется преимущественно в выделенных диапазонах 433,92 МГц, 868,3 МГц, 800 – 900 МГц, 1800 – 1900 МГц и 2,4 ГГц. Поскольку передача сигнала ведется, как правило, на малое расстояние (от 1 до 2000 м) и в условиях значительного уровня городских помех, большое значение при проектировании таких приемников уделяется их эффективной чувствительности и избирательности. Обычно чувствительности приемников цифровых сигналов лежат в диапазоне 90 – 110 дБм, полосы пропускания в диапазоне от 3 кГц до 54 МГц. Кроме того, приемники такого вида зачастую являются мобильными, поэтому особые требования предъявляются к их массогабаритным показателям.

Для передачи цифровых данных используются сигналы с различными современными (частотно-эффективными) методами манипуляции: частотной (ЧМн), фазовой (ФМн), амплитудно-фазовой (АФМн). Сигнал с амплитудной манипуляцией (АМн) менее помехоустойчив, но наиболее прост при формировании, приеме и демодуляции. Полоса пропускания радиотракта выбирается исходя из значения допустимых искажений либо из условия получения максимального отношения сигнала к помехе.

Линейная додетекторная часть радиотракта приемников цифровых данных может строиться по тем же структурным схемам приемников аналоговых сигналов. В большинстве случаев приемники цифровых данных строятся по супергетеродинной схеме с однократным преобразованием частоты, но так же встречаются сверхрегенеративные приемники и приемники прямого преобразования.

Так как на выходе такого приемника (на входе ОУ) должен присутствовать сигнал в цифровом виде, в качестве последнего каскада ставится пороговое устройство (ПУ) – компаратор (для бинарной информационной посылки) или дешифратор. При этом структурные схемы таких приемников могут выглядеть так, как показано на рис. 2.6 а, б. Приемник прямого усиления удобен и прост в реализации при фиксированной настройке для случая приема широкого спектра сигналов или при отсутствии сигналов и помех на побочных каналах.

Рис. 2.6. Примеры структурных схем приемников цифровых данных:
а – прямое усиление; б – супергетородин

Высокочастотный селективный усилитель ВЧ СУ в таких приемниках строится на основе фильтра на поверхностных акустических волнах, имеющего малые габариты и высокие селективные свойства. Такие же фильтры, как правило, используются и в фильтре промежуточной частоты ФПЧ и в качестве полосовых фильтров ВЧ ПФ, включенных на рис. 2.6 б в качестве входной цепи супергетеродинного приемника.

Таким образом, специфика приема сигналов цифровых данных заключается в основном в детектировании и в последетекторной обработке сигнала.

Рассмотрим пример структурной схемы детектора сигналов с амплитудной манипуляцией – рис. 2.7.

Рис. 2.7. Вариант детектора сигналов с амплитудной манипуляцией

 

Амплитудный детектор АД, преобразует АМн-радиоимпульсы в видеоимпульсы, далее манипуляционный фильтр МФ, сглаживает сигнал, уменьшая провалы в посылках и выбросы в паузах. Симметрирующее устройство СУ, обеспечивает оптимальный порог срабатывания порогового устройства ПУ: Е_ПОР = U_ВХ/2.

Пороговое устройство ПУ, улучшает форму получаемых видеоимпульсов, а устройство защиты паузы, корректирует работу СУ, защищая ПУ от помех в паузах, т.к. в паузе U_ВХ = 0 и Е_ПОР ® 0, то любая помеха может вызвать ложное срабатывание ПУ.

Аналогичным образом могут быть построены детекторы ЧМн-сигналов – рис. 2.8. Амплитудный ограничитель АО необходим для корректной работы частотного детектора ЧД. УЗП не используется, т.к. при непрерывной передаче информационного сообщения пауз в сигнале с ЧМн не возникает.

Рис. 2.8. Детектор сигналов с частотной манипуляцией

Для детектирования ФМн-сигналов при относительной фазовой телеграфии (изменение фазы излучаемого сигнала от одной посылки к другой происходит в том случае, если следующая посылка, например, = 0) можно использовать фазовый детектор ФД, где происходит сравнение фаз соседних посылок, на второй вход которого подается тот же сигнал, но задержанный на длительность t₀ одной посылки («0» или «1») – см. рис. 2.9.

Рис. 2.9. Детектор сигналов с фазовой манипуляцией

Для обеспечения правильной регистрации сигналов в приемном устройстве необходимо согласовать моменты отсчетов с поступлением элементарных сигналов, образующих кодовые комбинации, границы между которыми также должны быть точно известны. С этой целью могут использоваться специальные системы синхронизации, управляющие приемным распределителем – устройством, осуществляющим отсчет элементарных посылок и кодовых комбинаций.

Дополнительно рассмотрим пример упрощенной структурной схемы приемника прямого преобразования с использованием цифрового сигнального процессора (ЦСП), где решение проблем синхронизации элементарных посылок эффективно решается без усложнения аппаратной структуры – рис. 2.10.

Рис. 2.10. Пример структурной схемы прием