Трансформаторно-выпрямительный блок(рис1 )

Трансформаторно-выпрямительный блок(рис1)

Состоит: трансформатор, выпрямитель, ФНЧ. Тр-р преобразует переменное U питающей сети в перемен напряжение с др. параметрами и осуществляет гальваническую развязку питающей сети и нагрузки. Сх.выпр-ия обеспечивает преобразование знакопеременного U в знакопосотоянное или пульсирующее. ФНЧ это сглаживающий фильтр,он уменьшает амплитуды перемен.сост-ей выпрямленного напряж.до допустимого нагр.значения Основой ТВБ явл-ся выпр-ль. От схемы выпр-я зависит расчет параметров трансф-ра и ФНЧ. Выпр-ль может быть управляемым, что позволяет регулировать выходное U ТВБ. В общем случае ТВБ как функци-ый узел должен иметь цепь защиты, сигнализации и т.д. ТВБ питается от сети переменного тока 380\220V с частотой 50Гц. Такая частота явл-ся низкой, а все устр-во имеет относительно большие габаритные размеры.

Обл-ть применения: электропитающие уст-ва средней (>500Вт) и большой (>1кВт) мощности, маломощные блоки не силовых цепей (вспомогат).

2.

Трансформаторы, общие сведения.

Трансф-м наз-ся статический электромагнитный аппарат преобраз хар-ки электроэнергии переменного I:уровень U,величину I, число фаз, частоту и т.д. Т.о. тр-р это АС\АС (перемен ток \ перемен ток)преобразователь

Основные элементы: магнитопровод с сечением Sст и обмотки. Магнитопроводы могут быть разл конструкции: стержневые, броневые, тороидальные. Сердечник изготавл-т из электротехнических сталей(низкие частоты), ферритов (частоты 20-200кГц) и др материалов. Материал магнитопровода хар-ся: индукцией насыщения Bm, и магнитной проницаемостью .

Принцип действия основан на э\м взаимод 2х или > обмотках, которые диэлектричеки друг с другом не связаны (это гальванич развязка). Обмотка на которую подается U наз-ся первичной, все остальные- вторичные.

Когда магн поток проходит сквозь поверхность, ограниченную обмоткой с инукт L по которой протекает ток i, а число витков W в обмотке индуцируется ЭДС . Если ток измен по гармонич закону, то апмлит эдс Em и ее действующ значение E. , , где f- частота изменения тока(частота напряжения питающей сети).

 

4.

Режим и опыт хх

Под режимом ХХ понимают работу тр-ра с разомкнутой 2-ой обмоткой. При опыте ХХ к 1-ой обмотки подводится номин. U_1ном. На концах разомкнутой 2-ой обмотки подводится то же номин U_2ном. При этом ток ХХ I₀ определяет качество материала сердечника. Чем меньше I₀ для 2-х тр-ов одинаковой мощности, тем лучше матер. сердечника. Считается, что вся потреб. мощность ХХ тратиться на намаг-е сердечника, она обозначается как потеря в стали P_хх=P_ст=const. Во время опыта ХХ определяют коэф-т тр-ции в ур-ии ,I₂=0, поэтому U2=E2. В ур-ии

Током ХХ можно принебречь и тогда U1 приблиз-но =-E1. Коэф-м трансф-ии яв-ся отношение U перв-ой обмотки к U 2-ой обмотки, что соответствует отношению числа витков этих обмоток. n₁₂= n=E1/E2=(4,44W1fФm)(4,44W2fФm)=W1/W2, n~=U1/U2

 

Схема замещения тр-ра

Рис3.Обмотки тр-ра эл-ки несвязанны, поэтому при расчете и сравнении пар-ов, относящихся к разным обмоткам составляют схему замещения, а сравниваемые величины пересчитывают или приводят к какой-либо одной цепи. Мощности, потери энергии и фазовые соотношения м/у эл-ми величинами пересчету не подлежат. Если рассчитывается пар-р на вх., то втор-ая обмотка приводится к первич-й. W2^/=W1^/. Для расчетов пар-ов на вых. перв-я обмотка приводится ко втор-ой W1^//=W2. Полная мощность втор-ой обмотки реального тр-ра, S₂=E2I2 и приведенного S2^/=E2^/I2^/ должны быть равны, т.е. E2I2= E2^/I2^/. Коэф-т тр-ии равен n=W1/W2=E1/E2, след-но

W2^/=W2n, E2^/=E2n; I2^/=I2/n; r₂^/= r₂n²; х₂^/= х₂n². Анал-но пар-ры перв-й обмотки приводятся ко 2-ой.С учетом ур-я равновесия намаг-х сил I₁W₁+I₂W₂=I₀W₁,можно записать:I1=I0+(-I2)W2/W1=I0-I2^/, где I2^/=I2*W2/W1=(I/n₁₂)I2, n₁₂=n. n-коэф-т тр-ции 1-ой обмотки ко 2-ой. Ур-я I₁=I₀+(-I2)W2/W1=I₀-I₂^/, ,

Представляют собой полную сис-у ур-я тр-ра. Для приведенного тр-ра можно изобразить схему замещения. В этой схеме ветви эл-ой схемы м/у т. А и В предств-т собой сопрот-е Z₀. Z₀=r₀=jх_0, к-е отображает цепь намаг-я сердечника. Lм-индук-ть намаг-я. r₀-эквив-ое сопрот-е тепловых потерь в сердечнике. z₀ определяется в режиме хх. После приведения к пер-ой обмотке, ур-ие примет вид: , а соп-ие нагрузки z^/_н=r^/_н+ х^/_н. Величина вых. нап-я U^/₂ зависит от тока нагрузки I₂^/ и от хар-ра нагрузки z^/_н, т.е. от угла Y2(пси). Y2=arct(х^/₂+ х^/_н)/(r^/₂+ r^/_н)

При индук. хар-ре нагрузки U2^/ меньше, чем E2^/, а при емкост. хар-ре наоборот: U2^/ больше, чем E2^/, т.е. трансфор-ая ЭДС больше, чем на вх.

3.,6

Однофазный трансформатор(Рабочий режим тр-ра)

Рис 2.К первичной обмотке тр-ра W₁ подводится номинальное переменное U и по первичной обмотке протекает ток I.Обтекая первичную обмотку, с числом витков W1, этот ток создает намагничивающую силу НС₁=I₁W₁, которая вызывает магн поток в сердечнике. Большая часть этого потока Ф₀ замыкается по сердечнику и пронизывает витки W₂ вторичной обмотки. Меньшая часть потока Ф_и замыкается внутри обмоток по воздушной среде обмотки и наз-ся потоком рассеивания первичной обмотки Ф_s1и Ф_s2.При возникновении Ф₀ в обмотке W1, возникает ЭДС смаоиндукции, к-я препятствует изм-ю тока I₁ поэтому вектор Е₁ направлен встречно вектору тока I₁. Если питающее U₁ si-ное,то эдс обмотки и поток в сердечнике тоже изменяется по sin-му з-ну. Но эдс Е₁ изменяется в противофазе с U₁, а поток Ф₀ на отстает от U₁. Для первичной обмотки ур-я эдс согласно 1-му з-ну Кирхгофа ,, где r-активное сопр, x-индуктивное сопр, Z-полное сопр перв обмотки.

Если сердечник намагничен, то в обмотке W2 наводится ЭДС взаимоиндукции E2. В рабочем режиме обмотка W2 замыкается на сопр-е нагрузки Zн и по ней протекает ток I₂. Обмотки намагничиваются так, что ток I1 намагничивает сердечник, а I2 размагничивает

Поэтому для втор-ой обмотки:

Если нагрузку увеличивать,ток I2 будет возрастать и размагничивать сердечник, но при этом будет возр-ть и потребляемый от сети ток I1, но будет в той же степени намагничивать сердечник. При умен-ии нагр. действия тока I2 и I1 будут снижаться при ХХ, когда Zн стремиться к бескон-ти и вторичная цепь разомкнута I2=0. По первичной обмотке будет протекать ток ХХ I0, он то и определяет основной маг-ый поток тран-ра Ф0.Т.о. при изменении наг-ки ZН в рабочем режиме, маг-ый поток остается пост-м в данном случае.

Ур-ие равновесия намагнич-х силI₁W₁+I₂W₂=I₀W₁.

 

8

КПД тр-ра

Рис4. В источниках питания КПД- отношение активной мощности P₂ передаваемой в нагрузку к активной потребляемой мощности Р₁. Для тр-ра . Если обозначить коэф-т нагрузки , то КПД=1. Можно определить max КПД. Для этого нужно взять производную по β и приравнять к 0. В рез-те получим: . Это отношение исп-ют при конструирование тр-ов.

7.

Режим и опыт кз

Если во время работы тр-ра закоротить сопрот-е нагрузки Z_н=0, то возникает аварийный режим кз. Т.е U₂=0 и E₂=I₂Z₂, т.е. I2=E2/Z2.

Z₂-это сопр-е обмотки W2, оно мало, поэтому I2 значительно превышает номин. ток и может вызвать порчу тр-ра. Опыт кз производится при пониженом питающем напряжении U,к-е наз-ся напряжение кз- U к.

U к%=(U к/U1ном)100%. U к выбирают так, чтобы токи в обмотке были номин-ми I1, I2 ном. При этом Uк составляет 3-10% U_1ном

При таком малом вх. U маг-ый поток в сердечнике мал. Поэтому в схеме замещения сопротивлением z0 можно пренебреч, т.е. м/у т. А и В цепи нет. Из рис. видно, что в опыте КЗ определяют полное R тр-ра Zк. , , . Т.к. поток в сердечнике мал, что вся подкрепляемая в опыте КЗ мощность тратиться на потери в обмотках тр-ра, поэтому .

Группы соединения обмоток

На рис15 изображен тр-р перв-ой и втор-й обмотки изображены друг под другом. Значит они намотаны на 1 стержень. Стелкой указано направление ЭДС в обмотках видим, что эти направления противоположны. На рис 16 изображены 2 вектора диаграммы для первичной и втор-й обмотки. Векторы одноименных ЭДС направлены противоположно. Т.о. м/у векторами одноименных направлений <180 град. Можно на одном стержне расположить обмотки разных фаз. Можно изменить и направление намотки. Всего определено 12 групп соединения обмоток трансф-ра. Номер группы определяется n_гр=α/30град., где α-угол сдвига м/у одноименными векторами 1-ой и 2-ой обмотки. При соединении звезда-звезда получим только четные группы. При соединении звезда-треугольник получим нечетные группы.

Для рис16 Nгруппы =180/30=6.Практически исп-ся 12 или 0-ая группы (векторы совпадают), 6гр и 11гр звезда-треуг. Маркировка группы тр-ра нужна для подключения его на парал-ую работу.

 

Трехфазные тр-р

Рис5-11. 3-х трансф-ор имеет 1 первичную обмотку, состоящую и 3 фаз: АХ, ВY, СZ, на к-ые подается семметричные сис-мы синус-х ЭДС(напряжение).U каждой фазы имеет одинаковую частоту и амплитуду, но сдвинуты по фазе на 120 град. Поэтому векторная диаграмма 3-х фазной ЭДС имеет вид(рис). Способы соединения обмоток. Кроме первичной обмотки тр-р имеет одну или несколько вторичных, каждая из к-х 3-х фазная. На рис7 начало и концы вторичной обмотки обозначены малыми буквами, а начало обмоток обозначается точкой.

На рис8 показан сердечник, состоящий из 3-х стержней. На каждый намотана первичная и одноименная 2-ая обмотка. Концы 1-ой и 2-ой соеденены в общую точку, к-ю обозначают О и сюда же присоединяют нулевой провод-нейтраль. Такое соединение наз-ся звезда. Свободные концы 2-ой обмотки подключают к нагрузке. Обходя любой из контуров, Образуемых звездой(7), напрмер по обмотке А от ее начала к концу Х и по обмотке В от Y к В, получим:U_АВ=U_A-U_B, U_ВС=U_В-U_С, U_СА=U_С-U_А. Поэтому линейное U больше фазного в корень из 3. U_л=√3U_Ф Это видно из рис9. При соединении звездой < U_AU_АВ=30 град. Полная мощность 3-х фазной сис-ы , активная составляющая реактивная составляющая , где - угол между приложенными напряжениями и потребляемым током. Для соединения звездой . Соединение треугольником. При соединение треугольником рис(10-11)

конец первой обмотки соединятся с началом второй, конец второй обмотки соединен с началом третьей, конец третьей с началом первой. Т.о. обмотки соединены последовательнои эдс фазы и эдс линейное – одно и тоже Еф=Ел. Линейные же токи

iав, iвc,icв состоят из алгебраических токов 2-х фаз. Линейный ток , , , Геометрическая сумма эдс в замкнутом треугольнике равна 0, поэтому если к зажимам a,b,c вторичной обмотки не присоединена нагрузка рис(13), по обмоткам тр-ра ток протекать не будет. . Соединение зигзаг рис(14)

Соединение обеих частей обмоток производит ток, чтобы их эдс геометрически вычитались. Для этого конец каждой одной половины фазной обмотки соединяют с концом второй половины той же обмотки. Если при этом фазные обмотки разделены пологом, то регулирующая эдс одной обмотки в 1,7 раза > эдс каждой ее половины.

Параллельная работа тр-ра

На трансф-ой подстанции U=6-10 кВ преобразуется в U=380 В понижающими силовыми трансф-рами. Если даже для потребляемой мощности хватает одного трансф-ра на подстанции еще 1 такой же резервный, обеспечивает надежность. Но чаще всего нес-ко тр-ов работают парал-но на общую нагрузку. При их работе должы выполняться след. условия:1)равенство коэфф трансформации, те номинальных первичных и вторичных напряжений 2)принадлежность тр-ов к одинак. группам 3)равенство U кз Рисунок в тетради. В случае невыполнения 1-го условия межу точками присоединения фаз 2-х тр-ов к шинам нагрузки возникает разность потенциалов ∆U.

Она приложена к малому R обмоток трансф-ра. Поэтому по обмоткам могут протекать значительные уравнительные токи . Если не выполнить условие 2, то м/у одноименными векторами 2-х трансф-в на шинах нагрузки так же возникает ∆U. При невыполнении 3-го условия тр-ры обладают разными собственными R. При их параллельн. работе трансф-р с меньшим сопрот.будет перегружен, а с большим недогружен.

12

Выпрямители

Выпр-ль-это преобразователь энергии переменного тока в эл-ую энергию постоянного тока AC\DC преоб-ль. Выпр-ль может явл-ся функциональным узлом ТВБ, входить в состав безтрансформаторного источника питания импульсного типа, использоваться в различных несиловых вспомогательных цепях электропитания. Основной прибор в выпрямители диод или тиристр. Выпр-ли на диодах нерегулируемые, а на тиристорах- позволяет стабилизировать выходное напряжение.

Характеристика выпр-ей.

1)фазность схемы выпр-ия m1 определяется числом фаз питающего U 2)периодичность (тактность) m2 определяется числом импульсов тока, поступающего от выпрямителя к нагрузке за 1 период питающего U 3) U₀ (I₀)- среднее(выпрямленное)значение выходного напряжения (тока). Определяется как среднее значение периодической ф-ии f(wt) на интервале повторяемости этой ф-ии [a,b]. 4)частота пульсации основной 1-ой гармоники выпр-го напряжения или частота пульсаций fп величина кратная частоте сети f_с=50Гц 5)амплитуда пульсации k-ой гармоники выпр-го напряжения Umk 6)коэфф пульсаций по k-ой гармонике-это отношение амплитуды k-ой гармоники выпр-го напряжения к его срднему значению k=Umk/U₀ измеряется в относительных единицах или %, обычно определятся по 1-й гармонике, т.к. она имеет max амплитуду и min частоту.

7)для оценки помех поникающих непосредственно из цепей питания, например в телефонные низкочастотные каналы, используют понятие псофометрической величины пульсаций. Она измеряется псфометром и учитывает не только величину напряжения каждой гармоники, но и ее частоту, к которой чувствительны микротелефонные цепи. , - псофометрические коэфф помех, их величины определяются экспериментально с учетом свойств микротелефона и органов слуха человека. Условно за 1–цу при норме 5кВ принят соот-ий частоте 800Гц. 8)среднеквадратичная величина эффективного значения пульсации, она учитывает суммарное влияние всех гармонических сост-х выпр-го напряжения в общем случае эта величина определяется как действующее значение функции .

Явление перекрытия фаз

На рис 30 изобоажены диаграммы для случая, когда обмотки обладают существенной собственной индуктивностью Ls, которое тоже вызывает эдс самоиндукции. Ток I₀ через фазу max весь период открытого диода поэтому в индуктивном сопр тр-ра при работе фазы создается запас энергии. На рис30 в т. 0 первая фаза должна прекратить работу, но ток i1 продолжает протекать на интервале угла перекрытия до

тех пор, пока есть запас энергии фазы 1. В свою очерь в т.0 открывается вентиль 2-ой фазы и ее ток нарастает на интервале т.о, что

i₁+i₂=const. Отриц-м здесь яв-ся искажение формы U. На интервале U₀=0,5(U₁+U₂). В рез-те U0 нес-ко снижается и появляется широкий спектр высших гармоник в выпрям-м напряжении. Внешняя хар-ка выпр-ля – это зав-ть выпр-го напряжения U₀ от выпр-го тока I₀.

Uo=Uoхх-Iо(mw_сLs)/2π- Iо(r_тр+r_тм). Iо(mw_сLs)/2π-падение U на внутр-м индук-м R; Iо(r_тр+r_тм)- падение U на активном R. Хар-ка линейна, падающего характера. Чем больше m число фаз выпр-ля, тем больше ее наклон к оси абсцисс.

17

Управляемый выпр-ль

Если в любой схеме выпрямителя вместо диода вх теристоры, вых U выпрям-я можно будет регулировать(стабилизировать) Его ВАХ на рис 34.Теристор-полууправ-ый прибор. Он может открываться либо при падаче высокого анодного Uавкл, либо управляющего импульса на доп-ый управляющий вывод. Ис-ся 2-ой способ, т.к. он позволяет регулировать время отпирания тиристора на управ-ий электрод подается короткий импульс, определенной амплитуды, в рез-те чего рабочая точка перемещается от t =0 вправо. В какой-то момент времени R тиритора становиться отриц-ым, а его состояние неустойчивое и рабочая точка быстро перемещается в т. 2. 2-3=рабочий участок, здесь тиристор ведет себя как диод. Затирается тиристор, когда анодное Uа переходит через точку 0, т.е. управлять можно только –включением. Рис 35. Устройство управления выполняет нес-ко ф-ий: следить за управлением Uвых, вырабатывает управ-ие импульсы, распределяет эти импульсы во времени в соответствии с очередностью отрицания тиристора в их выпрямлении, синхронизирует эти импульсы с синусоидой вх U.

19

Двухтактный выпр-ль

Рис 38. При поступлении управ-го импульса на тирисор VS1 происходит его вкл с углом отпирания a.Рис 39.На вых выпрям-я т. впередается U полуволны 2-ой обмотки U2. В момент wt=π U2 становиться отриц-м и VS1 должен закрыться, но к этому моменту в дросселе L накоплена энергия, и начиная с момента w_t≥π дроссель начинает отдавать накопленную энергию в нагрузку. Если блокировочного диода нет, то путь тока замыкается по цепи. Т.А, т. Rн ch/ n/ 2-0й обмотки, VS1, т.в. Т.е. ток через тиристор VS1 продолжает протекать. След-но, на вых выпр-ля часть отриц-ой полуволны U2. Ср.значение U0 становиться за счет отрицательного импульса на интервале [π;π+a]. Коэф-т пульсации возрастает. Такой режим не исп-ся.

21

Коэф-т полезного дейсвия

С другой стороны КПД рано . Чтобы увеличить КПД, необходимо снижать Z1, т.е. желательно ис-ть дроссель с малым активным R Rдр. Особенности выполнения дросселя рис42. Дроссель представляет собой феррромаг-й сердечник с намотанной на него обмоткой. На графике маг-х хар-к показано, что при наличии постоянной составляющей тока обмотки рабочая т. смещается в т. О^,. По кривой намаг-ия. ∆Н поадает в об-ть намаг-я сердечника, ∆В уменьшается, след0но умеешь-ся маг-я проницаемость μ. Величина Ддр прямопропорцианольно μ, она снижается, сглаживающиеся действия дросселя ослабевают. Если в сердечнике сделать зазор магнито провода, то рабочая точка будет принадлежать другой хар-ке намаг-я т. О^». ∆В возрастает, μ-возрастает, св-ва дросселя восстанавливаются.

 

 

24

Г-образный RC ф-р

Рис 43. здесь выпр-ль работает на емкост-ой нагрузке, поэтому фильтр применяется в слаботочных цепях. Достоинсво фильтров - малые габариты. R фильтра влияет на коэф-т сглаживания. Коэф-т сглаживания зависит от Rф. Чем > Rф тем >Q, но в то же время снижается КПД. , поэтому резистор понижают при расчете Rф выпрямителя.

Г- образный LC ф-р

Рис 44.

Наиболее распрастраненный тип фильтров. Переменное U на его вых U_m2 зависит от падения и на эквивалентном R-Z_2э, к-е состоит из параллельно соединенных Rн и Сф. Чтобы получить U_m2 необходимо, чтобы Х_L было велико для переменной составляющей, а Хс-мало.

, . Коэфф сглаживания определяется как . Значение выбираются из . Сначала определяют из расчета ,а потом определяют и обеспечивают заданное . Кпд ф-ра определяется , где . Характеристическое р-ие имеет 2-й порядок и ф-р представляет собой колебательный контур поэтому возможно возникновение резонанса на частоте пульсаций , где . Условие отсутствия резонанса – собственная частота . Это условие всегда выполняется при >3.

25

Резонансные ф-ры

Рис 45. Он состоит из элементов L₁, С_1. Сглаживающее действие обеспечивается резонансом тока.Собственная частота должна быть =1ой гармоники пульсаций выпр-го напряжения, тогда сопр контура L₁, С₁ пропорционально переменному току на частоте = становится гораздо больше чем если бы был один дроссель. Кроме того это сопр чисто активное , те реактивную энергию этот контур не потребляет. Переменная составл, на к-ю настроен фильтр, почти полностью выделяется на контуре и . Но для высших гармоник контур представляет собой сравнительно малое сопр . Для их подавления параллельно ставят конденсатор ф-ра .

Резонанс напряжения: последовательный резонансный контур L₂, С₂ . Здесь используются резонанс напряжений рис 47. Контур также настраивается на частоту основной гармоники выпр-го напряжения. Сопр контура L₂, С₂ тоже чисто активное , где определяют из условия резонанса , , . учитывает сопр обмотки дросселя, активные потери сердечника дросселя и активное сопр С₂ . Если L₂ возрастает, то тоже возрастает. Но можно повысить если снижать. Поэтому в данном случае катушку без сердечника.

26

Многозвенные ф-ры

Рис 49. Они применяются, когда надо получить высокий - коэф-т сглаживания. Обычно ис-ют Г-образный LC ф-р, причем индуктивности и емкости одинаковые.Коэф-т сглаживания определяется произведением , где n-число звеньев. Если звенья одинаковые, то определятся звена, или для нашего случая . Для выпр-ей малой мощности однозвенного ф-ра , а для мощных . Кол-во звеньев можно определить из условия min суммарных значений L + С. Следует учитывать, с увеличением n, порядок характеристического уравнения возрастает, сложнее обеспечить устойчивость и качество переходных процессов. Поэтому q= 2, но не более 3.

П- образный LC ф-р

Рис50.

Его можно представить как 2х звенный, 1-е звено , а второе . - сопр фазы выпр-ля. Коэфф пульсаций на входе ф-ра определяется схемой выпр-ля, который работает на емкостную нагрузку. Коэфф сглаживания определяется из соотношения , где H-параметр выпр-ля, который определяется графически. Т.к. выпрям-ль работает на емкость, дроссель не имеет min значения индуктивности и этот фильтр ис-ся при малых токах, след-но такой фильтр может быть малогаборитным.

27

Оценка качества ТВБ

Полная мощность потребляемая из сети определяется выражением (1), где i₁ первая гармоника тока первичной обмотки, u_{1 –}импульсное напряжение приложенное к 1-й обмотке. С другой стороны имеет соотношение (2) ВА. Где -активная (Вт), - реактивная (ВА), - мощность искажений потребляемое из сети. Это та часть, которая полезно используется в нагрузке, причем Uс – это угол сдвига фаз м/у U1 и 1-ой гармоникоц потребляемого тока I₁₁. При расчете кпд определяется из (4), где определяется потерями на активных сопр фазы тр-ра. Кпд (5) показывает какая часть активной потребляемой мощности явл-ся полезной м используется потребителем. Реактивная составл потребляемой мощности (6) используется для намагничивания индуктивных потребителей измеряется в ВА реактивных (Вт). Она не выполняет полезной работы и циркулирует между источником тока и потребителем. Тр-р выбирается по габаритной мощности (7), которая наз-ся кажущейся, типовая номинальная. Определяется как среднеарифметическая габаритных мощностей всех обмоток (8)и (9). Габаритная мощность тр-ра S₁ и S₂ характеризует его размеры. Действительно число витков в каждой фазе определяет эдс, те U₁ и U₂. Сечение провода определяется током, а размеры сердечника – произведением тока, эдс и число фаз, те мощности передаваемую в нагрузку. Т.о габаритная мощность определяется по действующему значению sin-го U1 и тока основной частоты. Эта мощность > полезной мощности, отдаваемой тр-ом в нагрузку, поэтому ее наз-ют кажущейся. Коэфф использования тр-ра (11) отражает долю активной в общей габаритной мощности тр-ра. -габаритные мощности обмоток тр-ра, чем лучше используется тр-р тем меньше полезная мощность нагрузки. Отличается от габаритной мощности тр-ра и тем больше коэфф использования тр-ра. Реактивная мощность искажений (14) хар-ет разницу между полной потребляемой мощностью и габаритной мощностью тр-ра. Эта разница есть всегда, хотя бы потому что в структуру ТВБ входит существенно не линейный элемент – вентиль, которых находится под воздействием sin-го напряжения. В любом случае потребляемый ТВБ ток всегда будет содержать высшие гармоники.

Параметр (15) показывает какую часть от полной мощности составляет активная. Здесь - условный угол между U₁ и воображаемым током I₁, если он был бы sin-ым. <1 из за наличия намагничивающего тока тр-ра, реактивности нагрузки, реактивного сопр обмоток тр-ра. Коэфф формы тока (16) – тол отношение кажущейся (габаритной) мощности тр-ра к полной потребляемой. Если использовать (15) и умножить числитель знаменатель на величинуSкажущейся, то получим соотношение (17). Очевидно, (18). Т.о коэфф мощности самого ТВБ < чем сети. Действительно, сети не является коэфф мощности тр-ра, а характеризует сдвиг фаз между u₁, а потребляемый ток содержит не только 1-ю, но и высшие гармоники. Чем больше искажена форма тока тем меньше и меньше (19). Если бы потребляемый ток не содержал высших гармоник, то выполнялись бы соот-ия (20). Предприятия платят и за активную и за реактивную составл потребляемой энергии. сети ограничен величиной 0,95. чтобы выполнить это условие предприятие ставит обычные тр-ые подстанции батарею компенсирующих конденсаторов. При этом реактивная энергия емкостного характера компенсирует употребляемую индуктивного характера.

 

 

29

Ключевой режим работы тр-ра

В ППН исп-ют в основном электронные ключи на транз-ах, они полностью управляемые, могут обеспечить высокий кпд,имеют малые габариты.ВАХ БПТ приведены на рис.52,а ПТ на рис 54.При работе электронного ключа на его управляющий вывод подается импульсное напряж-е с периодом Т и шириной импульса tи

,fк- частота коммут-ии ключа. Коэфф-т заполнения опред-ся как. меньше 1

.Рассмотрим потери мощности при работе биполярного транз-ра(рис52). На интерв-ле от 0 до tи транз-р открыт и находится в состоянии насыщения т.1.Электронный ключ замкнут.Энергетические потери опред-ся , ,

Поэтому . (мала)

На интервале tи,Т рабочая точка перемещается в т.2. Транз-р закрыт и находится в состоянии отсечки. Электронный ключ разомкнут, поэтому ток кол-ра очень мал,а потери мощ-ти опред-ся как

При переходе из т.1 в т.2 и обратно, рабочая точка тран-ра находится в рабочей обл,но время tпер при прямоугольных импульсах напр-я очень мало,потери опред-ся как

Чем меньше tпер,тем меньше потери,поэтому здесь испол-ся высокочастотные транз-ры. В то же время Pперекл пропорционально частоте коммут-ии fк,чем больше fк,тем потери переключения больше и fк стрем-ся выбрать как можно больше, т.к габориты трансфор-ов и LC-фильтров обратно пропорц частоте. Обычно fк выбирают компромиссной или оптимальной, в зависимости от принимаемой элементной базы ППН.

31

ИСН понижающего типа

Рис55. на вход схемы подается постоянное напряжение U_п первичного источника питания. На управляющий электрод ключевого транзистора VТ подается прямоугольное напряж-ие Uупр. Когда ключ VТ на интервале от 0 до tu между стоком и истоком подается очень маленькое напряжение, поэтому в т1 +, диод VD закрыт этим «+».Ток ключа(ток стока I_с) протекает по цепи + U_п, VT,L,R_н,- U_п. В дросселе накапливается энергия и ток ч.з дроссель возрастает, как это показано на рис 56. На интер-ле tu,T, транзис-р закрыт и ток от первичного источника не потребляется. Источником энергии для нагрузки становится дроссель, ток нагр-ки протекает по цепи от т.2 к Rн ч.з VD т.1.Диод VD открыт, т.к вх. напряж-е Uп полностью приложено к транз-ру VT(т.к. разрыв цепи) и в т.1 «-».Дроссель отдает энергию в нагрузку, ток дросселя уменьшается. Если индук-ть L велика, то ток спадает медленно и величина пульсации тока ΔI_L мала.При уменьшении L наступает такой момент,когда ток дросселя становится равным 0 к моменту очередного открытия транз-ра. Такая индуктивность называется критической. Если продолжать уменьшать L, то в дрос. будет запасено так мало энергии, что это не обеспечит непрерывное протекание тока ч.з нагрузку, ток дросселя становится разрывным. При постоянной величине Rн ср. ток ч.з нагрузку не может изменяться, площадь импульса сохран-ся, след-но амплитуда пульсаций тока дросселя ΔI_L возрастает.Такой режим обычно не использ-ся, поэтому инукт-ть L выбирают больше критической, выходной конденсатор С выполняет ф-ю фильтра и обеспечивает требуемый уровень пульсаций напр-я на нагрузке. Т.к потребляемая энергия передается в нагрузку только на интервале имп-са от 0 до t_и, ср значение вых напряж-я равно , поэтому ИСН назыв. понижающим.

32

ИСН повышающего типа

Повышающая схема работает следующим образом.Когда ключевой транз-р VT открыт, ток протекает по цепи +U_п, L, VT(т.1и2), -U_п,рис 57. В этом контуре вх напр-е U_п уравновешивается эдс самоиндукции дросселя, а на VT падает очень маленькое напряж-е. в т.1 «-», и значит диод VD закрыт. Ток нагрузки протекает только за счет разряда конденсатора С.На интервале закрытого ключевого транз-ра VT м.у т. 1 и 2 ,т.е. разрыв цепи.Ток нагрузки протекает по цепи +U_п, L, VD, R_Н, -U_п. На этом интер-ле конденсатор заряжается от сети и к нему прикладывается сумма напряж-й U_п и эдс самоиндукции дросселя U_L.На рис 58 напряж-е на конденс-ре равно U_ни показано пунктиром., т.о напряж-е на нагрузке больше чем входное на величину U_L,поэтому схема назыв-ся повышающей,а вых.напряж-е опред-ся как .

Особенность схемы в том, что дроссель, накапливающий энергию вкл на вх и