Полупроводниковые переключающие реле

 

Исходные данные

 

Полупроводниковые переключающие реле выполнены на основе двухкаскадного усилителя. Расчет реле на транзисторах провести в двух вариантах: с коллекторной обратной связью (рис. 6.1, а) и эмиттерной обрат-ной связью (рис. 6.1, б), расчет реле на оптронах выполнить с эмиттерной об-ратной связью. Исходные данные приведены в табл. 6.1.

Полупроводниковые переключающие реле так же выполнить на основе интегральных микросхем. Расчет реле на операционных усилителях провести на основе исходных данных в табл. 6.2. Величина сопротивления нагрузки R _н= 3 кОм, напряжение на выходе операционного усилителя U _вых= 10 В.

 

 

Таблица 6.1

 

Примечание: – дифференциальное входное сопротивление транзистора, Ом.

 

Таблица 6.2

 

Содержание работы

6.2.1. Объяснить принцип работы полупроводниковых переключающих реле [1, 2, 3].

6.2.2. Рассчитать параметры выходного каскада, выполненного на транзисторе.

6.2.3.Рассчитать параметры межкаскадной связи и входного каскада.

6.2.4. Построить характеристику вход-выход I _н= f (i _Б1) двухкаскадного усилителя.

6.2.5. Построить характеристику вход-выход I _н= f (i _c) реле с “сильной” и “слабой” коллекторной обратной связью.

6.2.6. Построить характеристику вход-выход I _н= f (i _c) реле с “сильной” и “слабой” эмиттерной обратной связью.

6.2.7. Рассчитать параметры выполненного на оптроне входного каскада, межкаскадной и эмиттерной положительной обратной связей. За исходные данные можно принять рассчитанные параметры выходного каскада. Начертить схему оптронного реле с эмиттерной обратной связью.

6.2.8. Рассчитать параметры полупроводникового реле на операционном усилителе и построить его характеристики в релейном режиме без смещения и со смещением.

 

6.3. Указания к выполнению задания

6.3.1. Расчет параметров выходного каскада

 

6.3.1.1. Выбирают напряжение питания Е _к. Для реле с коллекторной обратной связью (рис. 6.1, а):

 

E _k = U _н + U _{кэ s2}, (6.1)

 

где U _{кэ s2} – падение напряжения на насыщенном VT ₂.

Для реле с эмиттерной обратной связью (рис. 6.1, б):

 

(6.2)

 

где k _s – коэффициент насыщения VT ₂; β ₂ – коэффициент усиления VT ₂; R _оэ – активное сопротивление обратной связи.

Для схем (рис. 6.1) ориентировочно определяется величина E _k= U _н, которая после выбора транзисторов может быть уточнена.

6.3.1.2. Выбирают выходной транзистор VT ₂ по наибольшим возможным величинам тока коллектора при насыщении транзистора:

 

. (6.3)

 

Эта формула верна и для схемы реле с эмиттерной обратной связью, так как

 

 

Рис. 6.1. Схема реле: а) с коллекторной обратной связью; б) с эмиттерной обратной связью

 

< . (6.4)

 

При отсечке напряжения на коллекторе U _ko ≈ E _k. При выборе тран-зистора предусматривается запас по напряжению в 1,5–2 раза, т.е. U _к.доп ≈ (1,5–2) U _ko, где U _{k доп} – допустимое обратное напряжение на коллекторе.

При выборе VT ₂ определяют с учетом разброса параметров и изменения рабочей температуры транзистора минимально возможное

значение коэффициента усиления β ₂ при I _н и максимальное значение тока отсечки I _ko2.

Рассчитывают ток базы насыщения выходного транзистора:

I _{Б S2} = . (6.5)

 

6.3.1.3. Выбирают напряжение базового смещения E _Б 2B.

Если E _Б < E _k, то рекомендуется выбирать E _Б= 6В.

6.3.2. Производят расчет сопротивлений межкаскадной связи.

6.3.2.1. Межкаскадная связь должна обеспечивать режимы насыщения и отсечки выходного транзистора VT ₂. Расчетная схема межкаскадной связи с двумя источниками питания изображена на рис. 6.2.

В режиме отсечки входного транзистора VT ₁ и насыщения выходного транзистора VT ₂ (состояние ОН) ток базы выходного транзистора будет минимальным и согласно рис. 6.2:

 

, (6.6)

 

где I ₁ = E _k/ R _k1 – максимальный ток коллектора входного транзистора VT ₁;

I ₂ = E _б/ R ₂ – запирающий ток смещения выходного транзистора VT ₂;

Рис. 6.2. Схема межкаскадной связи

γ = R _k1/(R _k1 + R ₃) – коэффициент передачи цепи межкаскадной связи.

При этом в состоянии ОН необходимо обеспечить некоторый избыточный ток базы выходного транзистора VT ₂, который определяется коэффициентом насыщения:

 

 

. (6.7)

 

Увеличение k _s до определенного предела приводит к снижению величины рассеиваемой мощности транзистором и уменьшению усиления каскада, поэтому на практике принимают небольшое значение коэффициента насыщения: k_s=1.5–2 [1, 2].

При заданном коэффициенте насыщения получается следующее условие работы выходного транзистора VT ₂ (в режиме ОН):

 

. (6.8)

 

В режиме отсечки выходного транзистора при насыщенном входном (состояние НО) выполняется следующее условие работы выходного транзистора VT ₂:

 

, (6.9)

 

где U _ОК – напряжение отсечки выходного транзистора (напряжение на эмиттерном переходе, при котором транзистор закрывается);

U _s1 – напряжение насыщения входного транзистора.

Подставив (6. 9) граничное значение тока смещения I ₂ в (6. 8), получим:

 

, (6.10)

 

. (6.11)

 

Минимальные значения тока I ₁ и мощности P ₁, теряемые в сопротивлении R _k1, получим при оптимальной величине γ:

 

. (6.12)

 

При оптимальной величине коэффициента γ выражение (6.10) примет вид:

 

. (6.13)

 

Максимальная величина напряжения U _кэ имеет место в состоянии ОН и определяется уравнением:

 

. (6.14)

 

6.3.2.2. Расчет цепи межкаскадной связи по приведенным ниже формулам проводят приближенно с последующим уточнением:

– Задаются оптимальным значением γ_опт. Оптимальное значение γ_опт изменяется в сравнительно небольших пределах (0,7–0,9), поэтому обычно принимают γ_опт = 0,8;

– По формулам (6.13) и (6.14) находят приближенные значения максимального коллекторного тока I ₁ и максимального коллекторного напряжения U _эк1max входного транзистора. По этим величинам выбирают входной транзистор VT ₁.

По переходной эмиттерной характеристике U _Э = f (I _k) транзистора VT ₁ для тока I ₁ = I _k1 определяют величину U _S1 = U _Э1, так как на границе насыще-ния U_k = 0 и U _КЭ = U _ЭБ = U _s. Если в справочнике нет графика зависимости U _Э = f (I _k), то в нем приводится максимальное значение напряжения насыщения “коллектор-эмиттер”. Для большинства транзисторов

U _Э » 0.3–0.5 В;

– Напряжение отсечки выходного транзистора U _о2 определяют по переходной характеристике выходного транзистора VT ₂ для тока I _ko2. На границе отсечки I _э = 0, а ток коллектора I _k = - I _Б = I _ko. Поэтому в справочнике часто приводят зависимость I _Б = f (U _БЭ), а не I _k = f (U _ЭБ). Для большинства транзисторов U _Б2» 0,1–0,3 В. По (6.11) и (6.12) находят более точные значения коэффициентов δ и γ;

– Уточняют величину тока:

 

. (6.15)

 

Эмиттерное напряжение U _S1 в сравнительно слабой степени зависит от величины тока I ₁, поэтому последующее уточнение, как правило, не требуется.

– Если в справочнике отсутствуют данные для уточнения коэффициентов δ и γ_опт, то допускается принять граничное значение γ_опт = 0,7 без дальнейших уточнений. Однако следует иметь в виду, что это может привести к повышению потерь в межкаскадной связи и уменьшению КПД усилителя;

Из формулы (6.6) находят сопротивления:

 

, (6.16)

 

. (6.17)

 

По (6.9) определяют граничное значение тока I ₂ и из (6.6) находят сопротивление:

 

. (6.18)

 

6.3.2.3. Расчетные параметры межкаскадной связи обеспечивают в состоянии ОН избыточный ток базы выходного транзистора (6.7), а в состоянии НО – смещение эмиттерного перехода выходного транзистора в обратном направлении на величину:

 

. (6.19)

 

6.3.3. Характеристика вход-выход I _н = f (i_Б1) двухкаскадного усилителя

 

Если каскадная связь обеспечивает выполнение условий (6.7) и (6.19), то полный переход выходного транзистора из состояния Н в состояние О и наоборот будет осуществляться при работе входного транзистора в активном состоянии (рис. 6.3).

При токе управления i _y = i _yos на границе отсечки входного транзистора (рис. 6.3) коллекторный ток VT ₁ имеет минимальное значение, а ток базы – максимальное по абсолютной величине отрицательное значение:

. (6.20)

 

При этом величины тока нагрузки и тока базы выходного транзистора максимальны и равны:

 

, (6.21)

 

. (6.22)

 

На границе насыщения выходного транзистора (i _y = i _ys) переменные равны:

 

 

 

, (6.23)

 

, (6.24)

 

, (6.25)

 

где β ₁ – определен при токе I _k1s из функции β ₁= f (i _k1).

На границе отсечки (i _y = i _y0) выходного транзистора:

 

, (6.26)

 

, (6.27)

 

 

(6.28)

 

, (6.29)

 

где β ₁ – определен при токе I _к10 из функции каскадного усилителя .

При насыщении входного транзистора (i _y = i _yso)

 

; (6.30)

 

, (6.31)

 

где β ₁ – определен при токе I _k1М из функции β ₁ = f (i _k1).

Величины входных напряжений U _y (т.е. U _э1), соответствующие полной раскачке усилителя, можно определить [1] по входной характеристике транзистора U _ys = U _Э(I _k1s), U _y0 = U _Э(I _k10) для токов базы I _ys и I _yo или по I _Б = f (U _БЭ).

Напряжение и ток переключения равны:

 

U_УП = U_УО – U_УS = r_yI_yn, (6.32)

 

I_УП = (I_БS2 + I_КО2)/(γβ₁) ≈ I_H/(γβ₁β₂), (6.33)

 

где r _y = – дифференциальное входное сопротивление транзистора VT₁.

 

6.3.4. Характеристика реле “вход – выход”(i _н = f (i _c))

 

6.3.4.1. Реле с коллекторной обратной связью (рис. 6.1, а)

Зависимости i _н и i _k1 от тока сигнала управления i _c будут иметь вид, показанный на рис. 6.4.

Условие возникновения релейного режима работы в усилителе с положительной обратной связью определяется неравенством

 

, (6.34)

 

где k ₀ – коэффициент обратной связи. Выполнение неравенства (6.34.), т.е. возникновение лавинного процесса, может иметь место лишь при условии, что оба транзистора находятся в активном состоянии АА.

Во всех режимах работы усилителя выполняется равенство

 

, (6.35)

 

где i ₀ – ток обратной связи.

Когда VT ₂ находится в состоянии насыщения (i ₀ 0):

 

; (6.36)

 

, (6.37)

 

где I _со – ток отпускания реле (процесс “запирания” VT ₂).

Когда VT ₂ находится в режиме отсечки (i _k2 = I _ko2):

 

(6.38)

 

; (6.39)

 

, (6.40)

 

где – ток срабатывания реле.

Величины ЭДС сигналов срабатывания и отпускания (рис. 6.1, а) определя-ются следующими выражениями:

 

E_cc = I_ccR – U_yo=(I₀ – I_yo) R _c – U _yo; (6.41)

 

E_cо = I_cоR_c – U_ys = – I_ysR_c – U_ys, (6.42)

 

где R _c – внутренее сопротивление источника ЭДС сигнала управления;

U _yo и U _ys – напряжения эмиттер-база VT ₁, соответствующие токам I _yo и I _ys.

Величина сигнала переключения реле связана с параметрами схемы следующими соотношениями:

I C0 I CC

а) б) в)

 

Рис. 6.4. Характеристики реле: а) без обратной связи (R_0k = ); б) при “слабой” обратной коллекторной связи; в) при “сильной” обратной связи

 

(6.43)

 

. (6.44)

 

Условие существования релейного режима работы может быть записано в виде E _сп > 0 или в виде:

 

(6.45)

 

Чтобы выполнялось неравенство, величина сопротивления обратной связи должна быть меньше

 

критической и R _c 0:

 

. (6.46)

 

Если управление реле осуществляется от источника тока R _c >> r _y, то (6.46) примет вид:

 

. (6.47)

 

6.3.4.2. Реле с эмиттерной обратной связью (рис. 6.1. б).

Рис. 6.5. Характеристики реле с эмиттерной обратной связью

Напряжение обратной связи U _o, снимаемое с сопротивления обратной связи R _oэ, поступает на вход усилителя последовательно с напряжением источника сигнала управления l_c (рис. 6.1, б). Положительное приращение входного напряжения усилителя U _y вызывает обратное по знаку приращение тока нагрузки и соответственно отрицательное приращение обратной связи. Это отрицательное приращение U _o в цепи обратной связи вызывает положительное приращение напряжения U _y. Таким образом, знак обратной связи – положительный.

Характеристики реле с эмиттерной обратной связью i _н = f (l_c) и i _к1 = f (l_c) изображены на рис. 6.5.

Для входной цепи реле во всех режимах работы справедливо уравнение:

 

l , (6.48)

 

где .

 

При нулевом значении сигнала управления (i _y = 0) входной транзистор нахо-дится в режиме отсечки (рис. 6.5), выходной – в режиме насыщения (состояние ОН).

Режим отсечки VT ₁ обеспечивается за счет напряжения U _ОЭ, величина которого при этом максимальная.С увеличением l_С запирающее напряжение на эмиттерном переходе VT ₁ U _У= – (U _ОЭ – l_С) уменьшается по абсолютной величине. При l_С U _ОЭ VT ₁ выходит из режима отсечки (точка 1 на рис. 6.5), когда i _У = I _УS (точка 2 на рис. 6.5) выходит из режима насыщения VT ₂. В активном состоянии оказываются оба транзистора, начинает выполняться условие k _o > 1 и в схеме развивается лавинный процесс “запирания” VT ₂. Процесс отпускания реле начинается сразу же, как только VT ₂ выходит из состояния насыщения. Следовательно, все переменные к моменту отпускания будут соответствовать границе насыщения VT ₂:

 

; ; ,

 

. (6.49)

 

Если R _оэ << R _н, то , (6.50)

 

. (6.51)

 

Если R _оэ << R _c, то

 

. (6.52)

 

При уменьшении e _c вначале транзистор VT ₁ выходит из режима насыщения (точка 3 на рис. 6.5), за тем, когда i _y= I _yo (точка 4 на рис 6.5), выходит из режима отсечки VT ₂ и срабатывает реле:

 

; ; ; ;

 

. (6.53)

 

Если R _оэ<< R _c, то

 

. (6.54)

 

Увеличение ЭДС e _c в отрицательном направлении не изменяет состояние схемы и приводит лишь к увеличению запирающего напряжения на эмиттерном переходе VT ₁.

Определим величину ЭДС сигнала переключения реле:

. (6.55)

Условие существования релейного режима может быть записано в виде E_cп > 0 или:

 

. (6.56)

 

Величина R _оэ при всех изменениях параметров схемы должна удовлетворять неравенству:

 

 

. (6.57)

 

 

Релейный режим работы осуществить невозможно (6.57) при использовании для управления источника тока R _c = . Характерной особен-ностью реле с эмиттерной связью является скачкообразное изменение входного сопротивления схемы при срабатывании и отпускании.

 

Расчет оптронного реле

Оптрон (оптопара) состоит из светоизлучающего диода и фотоприем-ника (резисторного, диодного, транзисторного или тиристорного) [7, 8]. Оптроны обеспечивают надежную электрическую развязку цепей, повышенную помехоустойчивость аппаратуры и позволяют непосредственно соединять аппараты с интегральными микросхемами и микропроцессорами.

Под воздействием излучения вольт-амперные характеристики фото-приемников изменяются практически так же, как у обычных аналогичных полупроводниковых приборов под воздействием управляющих токов и напряжений. Поэтому схемы полупроводниковых реле на оптронах могут быть получены простой заменой первого транзистора на транзисторный оптрон (рис. 6.6) или включением диодного оптрона в цепь базы первого транзистора [1, 2].

Расчет усилительного каскада на транзисторном оптроне (рис. 6.6) про-водится аналогично расчету усилительного каскада на обычном транзисторе, используются допустимые значения U _эк и I _k. Для коммутации цепей постоянного тока с амплитудой в десятки миллиампер и с напряжением до нескольких десятков вольт целесообразно применять оптопары с составным фототранзистором (рис. 6.7). Эсплуатационные данные некоторых типов таких оптопар приведены в табл. 6.3 и на рис. 6.8.

При выборе фототранзистора типа n – p – n вместо p – n – p вследствие малого ассортимента оптопар [8] необходимо сменить тип транзистора и в выходном каскаде. Однако для уменьшения объема расчетов в задании можно не принимать во внимание тип транзистора VT ₂.

 

Рис. 6.6. Первый усилительный каскад полупроводникового реле на транзисторном оптроне

 

Характеристики транзисторов типа n – p – n и p – n – p аналогичны, но полярности напряжений противоположны, поэтому схему оптронного реле следует начертить в любом случае на транзисторах одного типа, считая определяющим тип фототранзистора VT ₁.

 

Таблица 6.3

 

Тип оптрона	Предельные эксплуатационные данные	Величина
А0Т110Б, А0Т110В, А0Т110А, А0Т110Г	Выходной постоянный ток I К, мА
А0Т110Б, А0Т110В, А0Т110А, А0Т110Г	Коммутируемое напряжение U эк, В
	Входной постоянный ток I вх, мА
Входное обратное напряжение U обр. сд, В	0,7
Ток утечки I ко, мкА
Остаточное выходное напряжение U s, В	0,7

 

Существует также ряд схем реле на транзисторах разных типов проводимости [8]. Для оптоэлектронных устройств необходима стабилизация электрического режима фототранзистора с “плавающей” базой, не имеющей электрического соединения с шиной фиксированного потенциала. Работоспособность оптопары обеспечивается при подключении резистора R _Б1 (рис. 6.6) между выводами базы и эмиттера. Для оптрона АОТ11О R _Б1 = 0.1 мОм [8]. Элементы входной цепи оптрона выбирают по максимальному прямому току светодиода, при котором фототранзистор переходит в открытое состояние. Для защиты светодиода (СД) от обратного напряжения

 

Рис. 6.7. Схема оптрона АОТ11О Рис. 6.8. Зависимость U _вх= f (I _вх) оптрона АОТ11О

 

U _обр.ср его шунтируют встречно включенным диодом V ₂, так чтобы соблюдалось условие U _{доп.обр.ср}. > U _пр.V2.

При расчете коэффициент передачи фототранзисторного оптрона можно принять постоянным: β = I _k/ I _вх, если в справочнике нет графика зависимости β = f (I _k). Величину тока управления i _y = i _вх определяют по формулам (6.20–6.33), величины входных напряжений U _вх = U _y, соответст-вующие полной раскачке усилителя, находят по входной характеристике фототранзистора (рис. 6.8) для входных токов I _вх = I _ys и I _вх = I _yо. Определив входное дифференциальное сопротивление фототранзистора и зная величину сопротивления источника сигнала R _c (табл. 6.1), нетрудно рассчитать реле с обратными положительными связями (см. гл. 6.3).