Принципиальная электрическая схема ВИП на базе однотактного прямоходового преобразователя — КиберПедия 

Особенности сооружения опор в сложных условиях: Сооружение ВЛ в районах с суровыми климатическими и тяжелыми геологическими условиями...

Типы сооружений для обработки осадков: Септиками называются сооружения, в которых одновременно происходят осветление сточной жидкости...

Принципиальная электрическая схема ВИП на базе однотактного прямоходового преобразователя

2022-11-24 66
Принципиальная электрическая схема ВИП на базе однотактного прямоходового преобразователя 0.00 из 5.00 0 оценок
Заказать работу

Принципиальная электрическая схема ВИП на базе однотактного прямоходового преобразователя

 

Довольно популярная схема импульсного преобразователя постоянного напряжения, известная как схема прямоходового преобразователя, приведена на рис. 1.1. напряжение во вторичной обмотке и более высокий выходной ток нагрузки.

Рис. 1.1. Схемы (а) и временные диаграммы (бд), поясняющие работу ОПП:

i 1 – ток стока транзистора VT, ток первичной обмотки трансформатора; i 2 – ток вторичной обмотки трансформатора; iL ф – ток дросселя фильтра

 

Когда транзистор VT находится в режиме насыщения, энергия от источника питания поступает через трансформатор Т как в нагрузку, так и на заряд конденсатора С 3. После закрытия транзистора ток в индуктивности дросселя не может измениться мгновенно и продолжает течь через диод VD. Таким образом, в отличие от обратноходовой схемы, ток от элемента, сохраняющего энергию, течет во время обеих половин цикла переключения. Поэтому ОПП имеет более низкое напряжение выходных пульсаций, чем ООП при тех же самых выходных параметрах. Кроме этого при использовании ОПП можно получить на выходе преобразователя мощность почти вдвое больше, чем при использовании ООП. 

При разработке однотактных преобразователей часто возникает вопрос какую же схему преобразователя выбрать. Принятое решение должно быть технически обоснованным и учитывать достоинства и недостатки каждой схемы.

 

Исходные данные на проект

 

Необходимо выполнить расчет вторичного источника питания на базе однотактного прямоходового преобразователя (ОПП).

Исходные данные для дипломного проекта приведены в таблице 2.1.

Таблица 2.1 - Исходные данные

 

Параметры выходной сети

 

Параметры входной сети

Uнг В ΔUвых % Iнг А Uвх В ΔUвх % fc Гц
36 0,14 5 220 ±10 50

 

где 

Uнг -номинальное значение напряжения на нагрузке;

Iнг -номинальное значение тока нагрузки;

ΔUвых - допустимое отклонение напряжения на нагрузке в процентах к номинальному значению напряжения на нагрузке;

 

Расчет выпрямителя

 

Нагрузкой для выпрямителя является преобразователь, поэтому эквивалентное сопротивление нагрузки для выпрямителя определяем с учетом мощности нагрузки:

P нг N = U нг N I нг N = 36•5 = 180 Bт – номинальная мощность нагрузки;

P нг вых= P нг N /η= 180/0.9 = 200 Bт

Напряжение на выходе выпрямителя Udo = kсх • UС, где kсх = 0,9 - это коэффициент преобразования однофазной мостовой схемы выпрямителя.

Udo = kсх • UС = 0.9•220 = 198 В

Id = 200/198 = 1.01 А

Далее определим эквивалентное сопротивление нагрузки выпрямителя:

Rэкв = Udo/ Id= 198 / 1,01 = 196 Ом.

Произведем расчеты для проектируемого устройства:

Напряжение на диодах принимаем равным:

U2ст = 1,1 UCN = 1.1•220 = 242 В.

Uобр.max = 1.4 •242 = 341 В,

Ветви VD1 - VDЗ и VD2 - VD4 работают поочередно и ток в ветвях поровну делится между диодами, поэтому:

Iпр.ср  = I нг/ 2 = 5 / 2 = 2.5 А,

Подбор диода осуществляется по Iпр.ср и Uобр.max с двукратным запасом. По справочным данным выбираем диоды 6A80/ Taw с параметрами: U обр = 800 В, I в.ср N = 6 А, ∆ U в.пр = 1 В, I у.т m = 0,01 А.

 

Расчет трансформатора

 

Определим требуемое произведение площадей сечения сердечника магнитопровода, S c, и окно, S , исходя из условия ограничения индукции Δ B насыщением сердечника магнитопровода, поэтому воспользуемся формулой: 

S c S ok = [11,9 P вx N /(k об.Δ Bf p)]1,31, [см4],

где P вx N = P нг N /η – номинальная входная мощность, k об=0,141 (Учебное пособие №1. табл. 3);

Δ B =0,1 Тл – размах колебания магнитной индукции сердечника трансформатора; f p – частота переключения транзистора.

Примем f p = 50 кГц, а КПД преобразователя η = 0,9.

S c S =[11,9•180/(0,141•0,1•50000•0,9)]1,31=4,93 см4.

Выбираем сердечник 0930-018, параметры которого: S c=1,8см2, S = 2,57см2,   S c S =4,63см4. Определим число витков первичной обмотки трансформатора W 1.

Примем значение γmax=0,5, а Δ B =0,1 Тл. Число витков первичной обмотки

W 1= (U вх min- Δ U кэ.нас) t и max104/ (Δ BS c).

 Минимальное значение напряжения на входе преобразователя U вx min= U вx. N (1-0,1)=220•0,9=198 В.

Падение напряжения на открытом транзисторе Δ U кэ.нас  примем равным 5 В. Максимальная длительность импульса управления при γ= γmax=0,5 t и max = γmax / f p= 0,5/50000=1•10-5 с.

W 1=(198-5) •1•10-5•104/(0,1•4,63)=41,68 витка.

 Принимаем W 1=42 витка.

  Определим коэффициент трансформации трансформатора, k тр, приняв при этом:

- падение напряжения на открытом транзисторе Δ U кэ.нас=5 В;

- падение напряжения на открытом диоде Δ U в.пр=0,75 В;

- падение напряжения на активном сопротивлении обмотки дросселя Δ URL =0,02•36=0,72 В.

C учетом определенных выше параметров определим коэффициент трансформации ОПП

 

k тр= W 1/ W 2=0,95(U вx min-Δ U кэ.нас)γmax/(U нг NU в.пр+Δ U RL) = 0,95(198-5)0,5 /(36+0,75+0,72)=2,45. 

 

Принимаем k тр=2,5.

Число витков вторичной обмотки W 2= W 1 / k т р=42/2,5=16,8.  

Принимаем число витков вторичной обмотки W 2 =17.

Уточняем коэффициент трансформации k т р = W 1 / W 2=42/17=2,45. В дальнейших расчетах используем это значение коэффициент трансформации, т.е. k тр=2,45.

Определим плотность тока в проводниках обмоток трансформатора, вызывающую перепад температур на 30 оС в зоне нагрева при естественном охлаждении по формуле:

 

j 30 =4,2(S c S oк)-0,240 =4,2•4,63-0,240 = 2,9 А/мм2. 

Принимаем плотность тока в обмотках трансформатора j =2,9 А/мм2.

 

Выбор транзистора

 

Транзистор выбираем по максимальному (амплитудному) значению тока стока (или коллектора) и максимальному напряжению сток-исток (или коллектор-эмиттер). Ранее без учета наличия всплеска импульса тока было определено максимальное значение тока первичной      обмотки трансформатора I 1m =0,487 А. С учетом коэффициента запаса по току k з.т=2 ток стока транзистора I ст N должен быть не менее 1 А. 

I ст max=(1,2; …; 1,5)(1,2; …; 1,4)•1,2• Р вых K '/(η U вх maxmin)=

(7; …; 10) P вых/ U вх max.

Значение γ = γmin определим для режима работы преобразователя при максимальной величине входного напряжения U вх max. U вх = U вх max = 198(1+0,1) = 217,8 В;

U нг N = (1/ k тр)(U вх max - Δ U кэ.нас)γmin – Δ U в.пр - Δ U RL; γmin =(U нг N + Δ U в.пр + Δ U RL) k тр/(U вх max - Δ U кэ.нас)= = (36 + 0,75 + 0,72) 2,45 / (217,8 –5) = 0,431.

Определим номинальное значение тока стока транзистора с учетом наличия всплеска импульса тока, воспользовавшись для этих целей вышеприведенной формулой.

 Примем η=0,9 и определим остальные параметры:

K '= U вх max./ U вх min=1,1/0,9=1,222; γmin = 0,388; 

Р вых=36•5=180 Вт; 

U вх max=1,1•198=217,8 В; 

I ст max =2.4•1,2•180•1,222/(0,9•217,8 •0,388)=4,21 А.

Рассчитанный стока I ст max  транзистора практически совпадает с рассчитанным выше значением тока стока транзистора (1 А). Для выбора транзистора примем значение 

I ст max =4 А.

Номинальное напряжение транзистора сток-исток U с-и определим по формуле

U с-и max = U вх max + U вх max min/(1-min) = U вх max /(1-min) = =217,8/(1-0,388)=356 В.

Коэффициента запаса по напряжению принимаем равным k з.н =2,7. Таким образом, транзистор необходимо выбирать на напряжение не менее 1000 В.

Окончательно принимаем     решение по требуемым параметрам транзистора.

Номинальное значение тока стока должно быть не менее 1,2 А, а номинальное значение напряжения не менее 1000 В.

Учитывая, что рабочая частота f p принята равной 50 000 Гц, а также учитывая рекомендации, приведенные в подраздел 2.4,учебного пособия №1 необходимо выбирать транзистор MOSFET. Таким требованиям удовлетворяет транзистор (учебное пособие №1, табл. 22) STP80NF10/STM, параметры которого:

U c-и =1000 B; I ст max = 5 А; ∆ U с-и = 3-5 В; P max =135 Вт.

Это падение напряжения меньше принятого ранее при расчете падения Δ U кэ.нас = Δ U с-и= 5 В. Уточнение расчета не требуется.

 

 

2.7. Выбор диодов VD 1 и VD 2

 

Выбор диода VD 1 проводим по среднему значению импульса тока вторичной обмотки трансформатора I 2ср = I 2mmax=7,35•0,5=3,675 А с учетом коэффициента запаса по току k з.т=2, I в.ср = k з.т I 2ср =2•3,675=7,35 Aи максимальному обратному напряжению.

Амплитудное значение обратного напряжения на диоде VD 1 определяется напряжением, прикладываемым к нему на интервале паузы:

U обр m = (U нт NU в.пр+Δ U RL)/γmin;

U обр.m =(36+0,75+0,0775)/ 0,388 = 94,91 В. 

С учетом коэффициента запаса по напряжению k з.н=2 необходимо выбирать диод VD 1 на номинальное обратное напряжение не менее 190 В.

 

В качестве диода VD 1 выбираем диод Шoтки NRWM/ Taw (учебное

пособие№1, табл. 20) на ток I в N =7,5 А; U в.обр N =200 В; Δ U в.пр =0,57 В;. I у.тm = 0,1 А.

Выбор диода VD 2 проводим по среднему значению тока, протекающего по обмотке дросселя на интервале паузы t п= T - t и. При max=0,5 этот ток равен току, протекающему по обмотке дросселя на интервале импульса t и:

I VD 2 ср= I нг N (1-max)=5•0,5=2,5 А. 

С учетом коэффициента запаса по току k з.т=2 I в.ср = k з.т •2,5=2•2,5=5 A.

Максимальное обратное напряжение на диоде VD 2 появляется на интервале импульса и равно амплитуде напряжения вторичной обмотки на интервале импульса:

U VD 2 обр= U 2m= U вх max/ k тр=217,8/2,45=88,9 В.

С учетом коэффициента запаса по напряжению k з.н=1,5 необходимо выбирать диод VD 2 на номинальное обратное напряжение не менее 100 В.

В качестве диода VD 2 выбираем диод Шoтки MBR735/ Taw 

I в N =7,5 А; U в.обр N =200 В;

Δ U в.пр =0,57 В;. I у.тm = 0,1 А.

 

Схема управления

 

В качестве схемы управления используем универсальную микросхему К1114ЕУ3 (рис. 2.10.1). Микросхема представляет собой схему управления импульсными источниками питания на коммутируемые мощности 8–10 Вт. Микросхема выполняет следующие функции: формирование опорного напряжения, усиление сигнала рассогласования, формирование пилообразного напряжения, широтно-импульсную модуляцию, формирование двухтактного и однотактного выхода, защиту от сквозных токов, усиление сигнала датчика тока или напряжения, обеспечение «запуска». Корпус типа 4112.16-15.01, масса не более 1,4 г. 

 

Рис. 2.10.1.Функциональная схема универсальной микросхемы К1114ЕУ3, обозначения элементов:

1 – генератор пилообразного напряжения;

2 – компаратор паузы;

3 – компаратор ШИМ;

4,7 –операционные усилители (ОУ);

5,8 –11– логические элементы;

6 – триггер;

12 – источник опорного напряжения (ИОН);

G – источник смещения компаратора;

1 – опорное напряжение;

2,5 – инвертирующие входы;

3,4 – неинвертирующие входы;

6 – частотная коррекция;

7 – регулировка паузы;

8 – ввод задания частоты (С);

9 – вывод задания частоты (R);

10 – коллектор VT 1;

11 – эмиттер VT 1;

12 – эмиттер VT 2;

13 – коллектор VT 2;

14 – напряжение питания;

15 – общий;

16 – блокировка фазорасщепителя

 

 

Схема включения универсальной микросхемы К1114ЕУ3 показана на рис. 2.10.2.

 

 

Рис. 2.10.2. Схема включения универсальной микросхемы К1114ЕУ3

 

R 1= R 3=3–100 кОм; R 2=0–1 кОм; R 4=0–3 кОм; R 5, R 7 – определяются значениями U вх, I вых; R 6=1–10 кОм; R 8R 10, R 12=3–30 кОм;

R 11=10 кОм–1Мом; С 1= С 3=0,1–10 мкФ; С 2=510 пФ–0,22 мкФ.

Тип резисторов: С 1-4.

Тип конденсаторов: К50-24. Тип диодов: 2Д201 А.

                    

 

 

Паспортные данные микросхемы К1114ЕУ3 приведены в табл.2.10.1 и

       2.10.2.                                                                                                                      

                             

 

 

                  Электрические параметры микросхемы                                                          

Напряжение питания  9–36 В
Опорное напряжение при U п=9 В, U ком.вх =10 В, I вых=0  4,7–5,3 B
 Остаточное напряжение при U п=9 В, U ком.вх =10 В, I вых=0 f N=10 кГц Не более 1,5 В
Ток закрытой микросхемы при U п=9 В, U ком.вх =10 В, I вых=0 Не более 50 мкА
 Ток потребления при  U п=36 В, U ком.вх =10 В, I вых=0 Не более 15 мА
Температурный коэффициент опорного напряжения Не более 0,01 %/оС
Нестабильность по напряжению ИОН при   U п=36 В, U ком.вх=10 В, I вых=0 Не более 0,05 %
Длительность фронта (среза) импульса выходного тока Не более 200 нс

 

Таблица 2.10.2

 

Предельно допустимые режимы эксплуатации микросхемы К1114ЕУ3

                             

 

Напряжение питания в предельном режиме 9–36 В 7–38 В
Входное коммутирующее напряжение в предельном режиме 2–40 В 1–42 В
Входной ток в предельном режиме Не более 200 мА Не более 250 мА
 Рассеиваемая мощность Не более 0,8 Вт
Частота коммутации в предельном режиме 4–400 кГц 0,1–500 кГц
Температура окружающей среды -10,...,+100 оС

 

Расчет входного фильтра

 

При работе многих импульсных преобразователей постоянного напряжения входной ток носит импульсный характер, т. е. включает в себя постоянную составляющую и высшие гармонические тока. Высшие гармоники, протекая по проводам источника питания, создают помехи для работы устройств, подключенных к этому источнику. Для улучшения электромагнитной совместимости проектируемого преобразователя необходимо на вход преобразователя установить входной фильтр. Входной фильтр предназначен для подавления высших гармонических входного тока преобразователя.

Пример входного L 1- C 1 – фильтра приведен на рис. 2.11. 

 

Рис. 2.11. Схема подключения входного фильтра к преобразователю

 

Отметим, что форма входного тока преобразователя представляет собой прямоугольный импульс, скважность которого регулируется в пределах γmin≤γ≤γmax

Методика расчета входных фильтров преобразователей, входной ток которых представляет собой прямоугольный импульс, практически одинакова.

При расчете параметров входного фильтра можно пренебречь наклоном вершины импульса тока и считать его форму прямоугольной. Разложение в ряд Фурье такого импульса ограничим только постоянной составляющей, I 1,0 и первой (основной) гармоникой, i 1,1: i 1(t)= I 1,0+ i 1,1.

Постоянная составляющая входного тока, I 1,0, равна 

I 1,0= I 1mγ.

Напомним, что I 1m – амплитуда импульса входного тока.

Подавление первой гармоники переменной составляющей входного тока является наиболее трудной задачей, поскольку ее частота наименьшая из всех гармонических составляющих.

Как видно из схемы входного фильтра, подавление переменной составляющей входного тока до уровня I 1 L осуществляется за счет индуктивности дросселя L 1, установленного в цепи, соединяющей вход преобразователя с источником питания. Емкость входного фильтра C 1 необходима для создания цепи, по которой должна протекать переменная составляющая входного тока, так как цепь для протекания этого тока в источник питания, по сути, заблокирована большим индуктивным сопротивлением дросселя входного фильтра.

Основная задача, которую необходимо решить при расчете входного фильтра, заключается в определении величины индуктивности дросселя и емкости входного фильтра.

Поскольку индуктивность дросселя L 1 должна представлять очень большое индуктивное сопротивление для переменной составляющей входного тока преобразователя, то можно считать внутреннее сопротивление источника питания преобразователя для этой переменной составляющей входного тока равным нулю, т.е. дроссель и конденсатор входного фильтра для переменной составляющей входного тока преобразователя оказываются включенными параллельно входу преобразователя. Причем через обмотку дросселя должен течь ток переменной составляющей I 1,1 L , равный тому значению, до которого следует ограничить величину этого тока. В соответствии с первым законом Кирхгофа ток, протекающий через конденсатор входного фильтра, равен по величине сумме первой гармонической входного тока преобразователя, I 1,1m,и составляющей тока, протекающей по обмотке дросселя, I 1,1 L , т.е. I 1,1 C =

I 1,1m+ I 1,1 L.  

Обычно требуемый уровень подавления гармонических входного тока установлен заданием на проектирование либо он определяется в процессе разработки и отладки преобразователя. Приемлемый уровень подавления высших гармонических входного тока, как правило, находится в пределах  

0,01 I 1,1m≤ I 1,1 L ≤ 0,1 I 1,1m.

 Для расчета входного фильтра примем уровень подавления первой гармонической входного тока до величины I 1,1 L = 0,01 I 1,1m. Проведем расчет для коэффициента скважности, при котором первая гармоническая входного тока наибольшая, т.е. при γ=0,6. 

В проектируемом ОПП максимальная амплитуда импульса входного тока I 1m=0,5 А, среднее значение этого тока при γmax=0,6 I 1,0=0,5•0,6=0,3 А, 

а действующее значение этого тока, равного току первичной обмотки трансформатора при γmax=0,5: I 1=1,44 А

При γmax=0,6 амплитуда первой гармонической входного тока определяется по формуле

I 1,1m=(2 I 1m/π)sin(πγ)= (2•3/ π)sin(π•0,5) =1,91А.

 

Ранее было принято условие подавление первой гармонической до уровня 0,01 I 1,1L=0,01•1,91 =0,0191 А.

Определим амплитуду тока конденсатора входного фильтра I 1,1 C = I 1,1m+ I 1,1 L =1,91 +0,0191 =1,93 А.

Отметим, что рабочее напряжение конденсатора должно быть не менее 2 U вх.max=2•242=484 В.

Обратимся к справочным данным по конденсаторам (учебное пособие №1, табл. 29 - 33). В этих таблицах приведены допустимые действующие

значения тока, протекающего через конденсатор. Допустимое амплитудное значение в 2 раз больше.

В табл. 30,учебного пособия №1 приведены данные по электролитическим конденсаторам. Конденсатор типа LFB емкостью 47 мкФ на рабочее напряжение 500 В допускает пропуск переменного тока 0,2 А при частоте 100 000 Гц. Внутреннее активное сопротивление r C=1500•10-3 Ом. Емкостное сопротивление этого конденсатора входного фильтра на частоте f р=50 000 Гц x C=1/(2π f р C ф)=1/(2•3,14•50000•47•10-6)=67,75•10-3 Ом.

Сравнивая между собой х C и r C,можно видеть, что определяющим в величине полного сопротивления этого конденсатора является внутреннее активное сопротивление конденсатора, r С.

Падение напряжения на конденсаторе и дросселе входного фильтра, U 1,1С, от переменной составляющей входного тока, I 1,1C, равно произведению тока I 1,1C и полное сопротивления конденсатора, т.е.

. U 1,1С= 0.010605•1,502 = 0,016 В

Далее выполним расчет индуктивности дросселя входного фильтра

L 1= хL 1/(2π f р), 

 где хL 1= U 1,1с/ I 1 L =0,016/0,000105=152,38 Ом. 

       Тогда                                                                        

L 1=152,38 /(6,28•50000)=0,485•10-3 Гн=485 мкГн.

По справочным данным (учебное пособие №1,табл. 38) выбираем дроссель типа Д302, обмотка которого выполнена на действующее значение тока I об.д.з=1,1 А и обладает индуктивностью L =0,8 мГн. Активное сопротивление обмотки R об=0,18 Ом.Рабочая частота дросселя до 50 кГц.

Напомним, что ранее было рассчитано действующее значение входного тока преобразователя, равное 0,387А.

Поскольку индуктивность обмотки выбранного дросселя L р больше требуемой величины индуктивности L 1, а ток обмотки дросселя больше значения тока, протекающего по этой обмотке (1,1 А > 0,387А) - дроссель выбран правильно и обеспечит требуемый уровень подавления переменной составляющей входного тока. 

Проведем проверку входного фильтра на резонанс. Определим частоту собственных колебаний входного фильтра L 1- C 1:

ωс.к = 1/0,151 = 6,6234 c-1 Частота импульсов входного тока ωп=6,28•50 000=314 000 c-1. ωс.к<0,5ωп

 Таким образом:

– фильтр удовлетворяет требованию на отсутствие резонанса;

– параметры входного фильтра удовлетворяют требованию задания на подавление гармонических составляющих входного тока в полном объеме.

 

Заключение

В ходе выполнения проекта проделана обширная обзорноаналитическая работа по представленной на рынке элементной базе. На ее основе была построена принципиальная электрическая схема, как силовой части так и схемы управления. Рассчитаны все элементы входящие в состав схемы: входной фильтр, выходной фильтр, система управления, система защиты. Таким образом разработан вторичный источник питания с заданными входными и выходными параметрами

удовлетворяющий требованиям ТЗ. В необходимом объеме проработаны

вопросы экономики и безопасности жизнедеятельности.

Работа выполнена в полном объеме. 

 

Используемая литература

1. А.А. Мартынов Проектирование импульсных полупроводниковых преобразователей постоянного напряжения в постоянное напряжение:

учеб. пособие/А.А.Мартынов.: СПбГУАП, 2011 г.

2. А.А. Мартынов Силовая электроника. Часть I. Выпрямители и регуляторы переменного напряжения: учеб. пособие/А.А.Мартынов.:

СПбГУАП, 2011г.

3. В.Н. Удинцев, В.С. Проскуряков Источники вторичного питания. 2004г

4. А.А. Мартынов. Электрический привод.: Учеб. пособие.: СПбГУАП, 2013.429с.:

5. А.А. Мартынов Проектирование вторичных источников питания. Учеб.

пособие/. СПбГУАП, 2000. 108с.:

6. Башарин А. В., Новиков В. А., Соколовский Г. Г. Управление электроприводами: Учебное пособие для вузов. -

Л.:Энергоиздат.Ленингр. отд-ние, 1982. - 392 с., ил.

7. Забродин Ю. С.Промышленная электроника: Учебник для вузов. - М.:

Высш. Школа, 1982. - 496 с., ил.

8. Справочник по автоматизированному электроприводу / Под ред. В. А.

Елисеева и А. В. Шинянского. - М.: Энергоатомиздат, 1983. - 616 с.

Ил.

9. Электротехнический справочник: В 3-х т. Т. 2.Электротехнические изделия и устройства / Под общ. ред. Профессоров МЭИ и др. - 7-е изд., испр. и доп. - М.: энергоатомиздат, 1986. - 712 с.: ил.

Принципиальная электрическая схема ВИП на базе однотактного прямоходового преобразователя

 

Довольно популярная схема импульсного преобразователя постоянного напряжения, известная как схема прямоходового преобразователя, приведена на рис. 1.1. напряжение во вторичной обмотке и более высокий выходной ток нагрузки.

Рис. 1.1. Схемы (а) и временные диаграммы (бд), поясняющие работу ОПП:

i 1 – ток стока транзистора VT, ток первичной обмотки трансформатора; i 2 – ток вторичной обмотки трансформатора; iL ф – ток дросселя фильтра

 

Когда транзистор VT находится в режиме насыщения, энергия от источника питания поступает через трансформатор Т как в нагрузку, так и на заряд конденсатора С 3. После закрытия транзистора ток в индуктивности дросселя не может измениться мгновенно и продолжает течь через диод VD. Таким образом, в отличие от обратноходовой схемы, ток от элемента, сохраняющего энергию, течет во время обеих половин цикла переключения. Поэтому ОПП имеет более низкое напряжение выходных пульсаций, чем ООП при тех же самых выходных параметрах. Кроме этого при использовании ОПП можно получить на выходе преобразователя мощность почти вдвое больше, чем при использовании ООП. 

При разработке однотактных преобразователей часто возникает вопрос какую же схему преобразователя выбрать. Принятое решение должно быть технически обоснованным и учитывать достоинства и недостатки каждой схемы.

 

Исходные данные на проект

 

Необходимо выполнить расчет вторичного источника питания на базе однотактного прямоходового преобразователя (ОПП).

Исходные данные для дипломного проекта приведены в таблице 2.1.

Таблица 2.1 - Исходные данные

 

Параметры выходной сети

 

Параметры входной сети

Uнг В ΔUвых % Iнг А Uвх В ΔUвх % fc Гц
36 0,14 5 220 ±10 50

 

где 

Uнг -номинальное значение напряжения на нагрузке;

Iнг -номинальное значение тока нагрузки;

ΔUвых - допустимое отклонение напряжения на нагрузке в процентах к номинальному значению напряжения на нагрузке;

 

Расчет выпрямителя

 

Нагрузкой для выпрямителя является преобразователь, поэтому эквивалентное сопротивление нагрузки для выпрямителя определяем с учетом мощности нагрузки:

P нг N = U нг N I нг N = 36•5 = 180 Bт – номинальная мощность нагрузки;

P нг вых= P нг N /η= 180/0.9 = 200 Bт

Напряжение на выходе выпрямителя Udo = kсх • UС, где kсх = 0,9 - это коэффициент преобразования однофазной мостовой схемы выпрямителя.

Udo = kсх • UС = 0.9•220 = 198 В

Id = 200/198 = 1.01 А

Далее определим эквивалентное сопротивление нагрузки выпрямителя:

Rэкв = Udo/ Id= 198 / 1,01 = 196 Ом.

Произведем расчеты для проектируемого устройства:

Напряжение на диодах принимаем равным:

U2ст = 1,1 UCN = 1.1•220 = 242 В.

Uобр.max = 1.4 •242 = 341 В,

Ветви VD1 - VDЗ и VD2 - VD4 работают поочередно и ток в ветвях поровну делится между диодами, поэтому:

Iпр.ср  = I нг/ 2 = 5 / 2 = 2.5 А,

Подбор диода осуществляется по Iпр.ср и Uобр.max с двукратным запасом. По справочным данным выбираем диоды 6A80/ Taw с параметрами: U обр = 800 В, I в.ср N = 6 А, ∆ U в.пр = 1 В, I у.т m = 0,01 А.

 

Расчет трансформатора

 

Определим требуемое произведение площадей сечения сердечника магнитопровода, S c, и окно, S , исходя из условия ограничения индукции Δ B насыщением сердечника магнитопровода, поэтому воспользуемся формулой: 

S c S ok = [11,9 P вx N /(k об.Δ Bf p)]1,31, [см4],

где P вx N = P нг N /η – номинальная входная мощность, k об=0,141 (Учебное пособие №1. табл. 3);

Δ B =0,1 Тл – размах колебания магнитной индукции сердечника трансформатора; f p – частота переключения транзистора.

Примем f p = 50 кГц, а КПД преобразователя η = 0,9.

S c S =[11,9•180/(0,141•0,1•50000•0,9)]1,31=4,93 см4.

Выбираем сердечник 0930-018, параметры которого: S c=1,8см2, S = 2,57см2,   S c S =4,63см4. Определим число витков первичной обмотки трансформатора W 1.

Примем значение γmax=0,5, а Δ B =0,1 Тл. Число витков первичной обмотки

W 1= (U вх min- Δ U кэ.нас) t и max104/ (Δ BS c).

 Минимальное значение напряжения на входе преобразователя U вx min= U вx. N (1-0,1)=220•0,9=198 В.

Падение напряжения на открытом транзисторе Δ U кэ.нас  примем равным 5 В. Максимальная длительность импульса управления при γ= γmax=0,5 t и max = γmax / f p= 0,5/50000=1•10-5 с.

W 1=(198-5) •1•10-5•104/(0,1•4,63)=41,68 витка.

 Принимаем W 1=42 витка.

  Определим коэффициент трансформации трансформатора, k тр, приняв при этом:

- падение напряжения на открытом транзисторе Δ U кэ.нас=5 В;

- падение напряжения на открытом диоде Δ U в.пр=0,75 В;

- падение напряжения на активном сопротивлении обмотки дросселя Δ URL =0,02•36=0,72 В.

C учетом определенных выше параметров определим коэффициент трансформации ОПП

 

k тр= W 1/ W 2=0,95(U вx min-Δ U кэ.нас)γmax/(U нг NU в.пр+Δ U RL) = 0,95(198-5)0,5 /(36+0,75+0,72)=2,45. 

 

Принимаем k тр=2,5.

Число витков вторичной обмотки W 2= W 1 / k т р=42/2,5=16,8.  

Принимаем число витков вторичной обмотки W 2 =17.

Уточняем коэффициент трансформации k т р = W 1 / W 2=42/17=2,45. В дальнейших расчетах используем это значение коэффициент трансформации, т.е. k тр=2,45.

Определим плотность тока в проводниках обмоток трансформатора, вызывающую перепад температур на 30 оС в зоне нагрева при естественном охлаждении по формуле:

 

j 30 =4,2(S c S oк)-0,240 =4,2•4,63-0,240 = 2,9 А/мм2. 

Принимаем плотность тока в обмотках трансформатора j =2,9 А/мм2.

 


Поделиться с друзьями:

Двойное оплодотворение у цветковых растений: Оплодотворение - это процесс слияния мужской и женской половых клеток с образованием зиготы...

Общие условия выбора системы дренажа: Система дренажа выбирается в зависимости от характера защищаемого...

Биохимия спиртового брожения: Основу технологии получения пива составляет спиртовое брожение, - при котором сахар превращается...

Кормораздатчик мобильный электрифицированный: схема и процесс работы устройства...



© cyberpedia.su 2017-2024 - Не является автором материалов. Исключительное право сохранено за автором текста.
Если вы не хотите, чтобы данный материал был у нас на сайте, перейдите по ссылке: Нарушение авторских прав. Мы поможем в написании вашей работы!

0.189 с.